Управление транзистором igbt: Управление MOSFET и IGBT транзисторами. Схемотехнические решения. Расчет

Содержание

Управление изолированными затворами MOSFET/IGBT | Силовая электроника

Управление изолированным затвором: основные положения

В общем случае процесс перезаряда емкостей затвора может контролироваться сопротивлением, напряжением и током (рис. 1) [2].

Рис. 1. Управление затвором:
а) с помощью сопротивления;
б) напряжения;
в) тока

На практике чаще всего используется самый простой вариант (рис. 1а) с двумя раздельными резисторами для режимов включения и выключения, при этом одним из наиболее важных параметров является уровень «Плато Миллера», соответствующий плоской части характеристики затвора (рис. 2). Скорость и время коммутации задаются величиной RG при фиксированном напряжении управления VGG; чем меньше резистор затвора, тем быстрее происходит переключение. Отметим, что при использовании новейших поколений IGBT (например, Trench 4) может наблюдаться аномальная картина: при изменении RG в некотором диапазоне скорость выключения di/dt растет вместе с сопротивлением. Этот факт требует очень внимательного анализа, особенно при замене транзисторов предыдущих генераций [3].

Рис. 2. Ток и напряжение на затворе:
а) при включении;
б) выключении

К недостаткам «резистивного» метода управления можно отнести влияние разброса емкостей затвора на время коммутации и величину динамических потерь, а также упомянутую выше неопределенность зависимости di/dt от RG для некоторых типов современных транзисторов.

Прямое управление от источника напряжения (рис. 1б) устраняет данную зависимость, скорость коммутации в этом случае определяется фронтом прикладываемого к затвору сигнала dv/dt. Как следствие, на характеристике затвора наблюдается только незначительный участок «плато Миллера» или он отсутствует вообще. При использовании такого метода выходной каскад драйвера должен обеспечивать достаточный уровень напряжения и тока в течение всего времени коммутации. По сравнению со схемой 1а управление по напряжению требует применения гораздо более сложного и дорогого драйвера. Возможным компромиссом является использование комбинированного динамического метода контроля, при котором сигнал на затвор подается через резистор от регулируемого источника напряжения.

Токовое управление предусматривает использование источника «положительного» и «отрицательного» тока (рис. 1в), величина которого определяет скорость перезаряда затвора. Этот метод сопоставим с «резистивным», на практике он, как правило, используется в аварийных режимах для безопасного прерывания тока перегрузки или КЗ.

На рис. 2 показаны эпюры тока затвора iG и напряжения «затвор-эмиттер» VGE для схемы с «резистивным» контролем. Абсолютное максимальное значение напряжения управления VGG обеих полярностей определяется электрической прочностью изоляции затвора, для всех современных MOSFET/IGBT оно ограничено на уровне ±20 В. Эта величина не должна превышаться при всех условиях эксплуатации, включая аварийные режимы, что требует в ряде случаев принятия специальных мер.

Сопротивление открытого канала полевого транзистора RDS(on) и напряжение насыщения IGBT VCE(sat)

снижаются при увеличении амплитуды сигнала управления. Рекомендуемая номинальная величина VGS(on) для MOSFET составляет 10 В, VGE(on) для IGBT — 15 В, все статические и динамические характеристики полупроводников нормируются при данных условиях. При этих значениях обеспечивается приемлемый компромисс между мощностью рассеяния, пиковым током включения и стойкостью к КЗ. Есть также отдельный класс полевых транзисторов, управляемых непосредственно от логических элементов (logic-level MOSFET), они включаются при VGS(on) = +5 В.

Как показано на рис. 2, блокирование IGBT должно производиться отрицательным напряжением, рекомендуемые уровни VGE_off

(в зависимости от мощности прибора): -5/-8/-15 В. В течение всего времени toff (даже если напряжение управления достигает величины VGE(th)) это позволяет поддерживать отрицательный ток затвора, что необходимо для быстрого и безопасного отключения.

В некоторых источниках рекомендуется использование нулевого напряжения выключения VGEoff = 0. Однако в мощных полумостовых каскадах в этом случае возникает опасность появления сквозного тока при обратном восстановлении антипараллельного диода вследствие обратной связи по dvCE/dt (рис. 3). Крутой фронт напряжения «коллектор-эмиттер» vCE2 при восстановлении D2 приводит к образованию тока смещения iv (iv

 = CGC2 × dvCE/dt) через емкость Миллера, который создает падение напряжения на RG (или RGE/RG). При этом уровень наведенного на затворе сигнала может превысить порог VGE(th), вследствие чего транзистор Т2 перейдет в активную зону. Генерируемый в процессе обратного восстановления сквозной ток создает дополнительные потери мощности на ключах Т1 и Т2.

Рис. 3. Сквозной ток в полумостовом каскаде IGBT из-за ложного включения Т2 вследствие обратной связи по dv/dt:
а) электрическая схема;
б) эпюры тока и напряжения

Сказанное выше не относится к мощным MOSFET-ключам, хотя ложное срабатывание из-за наличия паразитных элементов может произойти и в них. При коммутации MOSFET точно так же возникает ток смещения, проходящий через емкость C

DS к базе паразитной биполярной n-p-n-структуры. Если падение напряжения на резисторе RW в поперечном р-кармане (рис. 4) превысит пороговый уровень отпирания n-p-n-транзистора, то он откроется, и это может привести к полному разрушению MOSFET вследствие локального перегрева.

Рис. 4. Ячейка MOSFET:
а) структура с основными паразитными элементами;
б) эквивалентная электрическая схема

Однако паразитное включение полевого канала при VGS = 0 снижает величину dvDS/dt в заблокированном состоянии и таким образом ослабляет негативный эффект от наличия паразитного транзистора. Кроме того, при этом уменьшается значение dv/dt в момент запирания внутреннего диода MOSFET и, следовательно, исключается возможность его повреждения вследствие динамического стресса.

В практических схемах драйверов MOSFET иногда применяется режим запирания нулевым напряжением на время коммутации диода и отрицательным сигналом в статическом состоянии.

Ток и мощность управления

Общая мощность PGavg, необходимая для управления MOSFET/IGBT, определяется на основе значения заряда затвора QGtot, приводимого в технических характеристиках:

Пиковый ток затвора зависит от напряжения управления и сопротивления в цепи затвора:

Формула позволяет получить идеальные значения; в реальности ток всегда меньше, поскольку он ограничен выходным импедансом драйвера, индуктивностью цепи управления и входными емкостями MOSFET/IGBT. Чем меньше резистор затвора RG, тем больше разница расчетных и реальных значений IGM.

Для определения мощности управления (на один канал) используются следующие формулы):

Параметры драйвера и динамические характеристики

Как было сказано выше, статические и динамические характеристики силовых ключей во многом определяются параметрами схемы управления (табл. 1).

Таблица 1. Влияние напряжения управления и сопротивления затвора на основные характеристики MOSFET/IGBT
ХарактеристикаVGG+VGG-RG
RDSon, VCEsat>
ton><<
Eon><
toff<><
Eoff><
Пиковый ток включения транзистора*<>
Пиковый ток выключения диода*<>
Пиковое напряжение при включении транзистора*<>
di/dt<<>**
dv/dt<<>
Ток самоограничения ID, IC<
Стойкость к КЗ нагрузки><

Примечания: «<» — увеличение; «>» — уменьшение; «-» — нет влияния; * — в режиме «жесткого переключения» при активно-индуктивной нагрузке; ** — не постоянно в диапазоне изменения R

G при выключении.

Прямые характеристики R

DSon, VCEsat

Зависимость прямых характеристик MOSFET и IGBT от параметров управления может быть определена на основе их выходных характеристик. На рис. 5 это поясняется на примере графиков, взятых из спецификаций модулей SEMITRANS компании SEMIKRON.

Рис. 5. Прямые характеристики при разных значениях VG:
а) MOSFET;
б) IGBT

Время коммутации и энергия потерь (t

on, toff, Eon, Eoff)

Напряжение управления и сопротивление в цепи затвора влияют на время включения ton = td(on)+tr, выключения toff = td(off) + tf и продолжительность «хвостового» тока t. Поскольку для включения IGBT емкости затвора необходимо зарядить до порогового уровня, время перезаряда между циклами коммутации (задержка включения и выключения t

d(on) и tdff)) будет снижаться при уменьшении резистора RG.

С другой стороны, время нарастания и спада тока (tr/tf) и, следовательно, значительная часть энергии потерь Eon и Eoff в высокой степени зависят от параметров цепи управления: VGG+, VGG- и RG. В технических характеристиках IGBT приводятся графики зависимости времени коммутации и энергии переключения от сопротивления затвора; в большинстве случаев они нормированы для номинального тока и режима «жесткой» коммутации активно-индуктивной нагрузки (рис. 6).

Рис. 6. Зависимость от RG: а) временных характеристик IGBT; б) потерь переключения (режим «жесткой коммутации», активно-индуктивная нагрузка; Tj = +125 °C, Vce = 600 B, IC = 75 A, VGE = ±15 В)

Динамические характеристики оппозитного диода

На графике Eon, приведенном на рис. 6б, учтено влияние процесса обратного восстановления оппозитного диода на ток коллектора и потери включения IGBT.

Время нарастания tr тока коллектора/стока (ID/Ic) снижается с ростом тока затвора (при увеличении VGG+ или уменьшении RG). При этом также возрастает скорость коммутации dIF/dt оппозитного диода, его заряд Qrr и пиковый ток восстановления IRRM. Все эти зависимости приводятся в спецификациях силовых ключей (рис. 7 и 8). В свою очередь, увеличение Qrr и IRRM приводит к росту потерь выключения диода.

Рис. 7. Заряд Qrr:
а) и пиковый ток восстановления IRRM;
б) оппозитного диода IGBT модуля SKM100GB123D в зависимости от скорости изменения тока диода dlF/dt

Рис. 8. Потери выключения EoffD оппозитного диода в зависимости от RG при включении транзистора

Поскольку повышение dIF/dt вызывает соответствующее изменение Qrr и IRRM, а IRRM в свою очередь добавляется к IC (ID), то пиковый ток транзистора и его потери включения увеличиваются пропорционально скорости включения (рис. 6).

При увеличении напряжения выключения VGG- (или снижении RG) начинает расти ток выключения затвора. Как показано на рисунке 6а, время спада tf при этом снижается, соответственно растет di/dt. Негативным следствием увеличения скорости коммутации является появление опасных коммутационных всплесков напряжения на распределенных индуктивностях Ls силовых цепей, амплитуда которых пропорциональна di/dt и Ls. Более подробно вопросы нормирования параметров цепей управления рассмотрены в [8, 9, 10].

Базовая схема управления затвором

На рис. 9 приведена блок-схема высококачественного устройства управления полумостовым каскадом MOSFET/IGBT. В дополнение к базовым функциям такой драйвер блокирует одновременное включение транзисторов стойки (функция TOP/BOTTOM Interlock), а также осуществляет защиту от перегрузок, мониторинг основных режимов и нормирование формы входных импульсов.

Рис. 9. Базовая структура полумостового каскада со схемой управления, осуществляющей функции защиты и мониторинга

Устройство обрабатывает сигналы управления ключами верхнего (ТОР) и нижнего (ВОТ) уровня, полученные от центрального процессора, осуществляет их потенциальную изоляцию, доводит амплитуду и мощность до уровня, необходимого для перезаряда затвора на частоте коммутации. Кроме того, схема защиты анализирует аварийные состояния и формирует обобщенный сигнал неисправности, который передается во входной низковольтный каскад.

В маломощных и недорогих драйверах может отсутствовать гальваническая развязка, в этом случае для передачи сигнала управления на затвор ТОР транзистора используется каскад сдвига уровня. Как правило, в подобных устройствах питание верхних каскадов осуществляется от бутстрепных емкостей. Самая простая схема без потенциальной изоляции и сдвига уровня применяется для управления одиночными ключами нижнего уровня (например, тормозным чоппером). В этом случае задачей драйвера является только обеспечение достаточного напряжения и тока затвора.

Каскад управления затвором является ключевым узлом драйвера, определяющим его временные характеристики, требования к изоляции, уровень и мощность сигнала VGE. Он также осуществляет защиту ключа от перегрузки по току и КЗ, в ряде случаев в устройство может быть интегрирована цепь активного ограничения напряжения на коллекторе. На рис. 10 приведена базовая схема выходного каскада с раздельными цепями включения (положительным напряжением VGG+) и выключения (отрицательным напряжением VGG-) затвора. В двухтактной («пушпульной») схеме обычно используется комплементарная пара полевых или биполярных транзисторов.

Рис. 10. Выходной каскад драйвера с раздельными цепями управления включением и выключением затвора

Резистор затвора на рис. 10 разделен на две составляющие: RGon и RGoff, что позволяет независимо оптимизировать динамические характеристики в режиме включения и выключения. Такая схема также ограничивает уровень сквозного тока в цепи VGG+/VGG-, возникающего при коммутации MOSFET. Если у драйвера есть только один выход, то для разделения на RGon и RGoff используется диод, подключенный последовательно с одним из резисторов [9].

Установка резистора утечки RGE (10-100 кОм) не является обязательной, однако это полезно, например, для защиты затвора от статического разряда в тех случаях, когда выход драйвера подключается с помощью разъема и есть вероятность пропадания контакта. Кроме того, использование RGE позволяет предотвратить нежелательный заряд емкостей затвора, который может произойти в режимах, характеризующихся высоким импедансом цепи управления (коммутация, выключенное состояние, повреждение источника питания драйвера).

Низкоиндуктивная емкость (С) на выводах питания драйвера работает как буфер, позволяющий снизить динамическое выходное сопротивление драйвера и обеспечить высокое пиковое значение тока затвора при коммутации. Она также выполняет полезную функцию при пассивном ограничении напряжения на затворе с помощью диода Шоттки, подключаемого между затвором и цепью VGG+.

Кроме сказанного выше, при проектировании выходного каскада драйвера необходимо принимать во внимание следующие аспекты:

  • Цепь управления затвором должна иметь минимальную индуктивность, для чего ее рекомендуется выполнять витой парой, особенно если длина соединения превышает 5 см.
  • Следует минимизировать влияние силовых линий на цепь затвора, оно может вызваться паразитной обратной связью по выводу эмиттера или контуру заземления.
  • Следует исключить трансформаторные и емкостные связи цепей затвора и коллектора, наличие которых может привести к возникновению паразитных осцилляций.

Как видно из блок-схемы, представленной на рис. 9, в состав высококачественного устройства управления входит входной фильтр, блок нормирования формы импульсов, генератор «мертвого времени» и подавитель коротких импульсов. Все эти узлы не только вносят временную задержку, но и влияют на глубину модуляции, что необходимо учитывать при проектировании системы [8].

 

Защитные и контрольные функции драйверов

Защита силовых ключей от разного рода аварийных ситуаций является одной из важнейших функций схемы управления. Для ее реализации драйверы снабжаются блоками оперативного мониторинга перегрузки по току и КЗ, перенапряжения на коллекторе и затворе, перегрева, а также падения напряжения управления VGG+/VGG-.

Защита от перегрузки по току

Измерение тока коллектора/стока производится с помощью резистивных шунтов, токовых трансформаторов, индукционных сенсоров и т. д. Одним из самых распространенных методов мониторинга состояния токовой перегрузки является измерение напряжения насыщения транзистора. Выход из насыщения (Desaturation), при котором величина VCEsat достигает определенного порога, рассматривается как аварийная ситуация. При этом драйвер блокирует силовые транзисторы и формирует сигнал неисправности ERROR, который через изолирующий барьер передается на входной каскад и далее на контроллер. Интеллектуальные модули высокой степени интеграции (например, SKiiP компании SEMIKRON) имеют в своем составе датчики тока, информация с которых используется схемой защиты вместе с напряжением насыщения, что позволяет сократить время реакции и отключить IGBT при меньшем уровне перегрузки.

Защита от перенапряжения на затворе

Функцию ограничения напряжения на затворе рекомендуется реализовывать в любом драйвере, независимо от наличия аварийной ситуации. Кроме защиты затвора от пробоя, это позволяет ограничить ток КЗ. Подробнее данный вопрос будет рассмотрен далее.

Защита от перенапряжения на коллекторе (стоке)

Ограничение напряжения на силовых терминалах может осуществляться самим модулем (большинство MOSFET обладает стойкостью к лавинному пробою), внешними пассивными снабберами, а также активными цепями, переводящими транзистор в линейный режим при возникновении опасного перенапряжения.

В ряде интеллектуальных модулей (например, SKiiP) реализована функция запрета коммутации при достижении напряжением DC-шины порогового уровня. Эта опция не способна защитить от внешних перенапряжений, однако она позволяет исключить влияние коммутационных выбросов в критических режимах, что существенно повышает надежность работы преобразовательного устройства. Мониторинг напряжения питания производится «квази-изолированным» датчиком на основе высокоомного дифференциального усилителя, передающего аналоговый сигнал, пропорциональный VDC, на схему управления. Если величина VDC превышает заданный уровень, силовые транзисторы отключаются, и схема защиты формирует сигнал неисправности. В ряде случаев параллельно цепи питания инвертора устанавливается тормозной чоппер, активно разряжающий конденсаторы звена постоянного тока при опасном увеличении напряжения. Такая схема чаще всего применяется в приводах, где используется режим динамического торможения (электротранспорт, лифты и т. д.).

Защита от перегрева

Температура силовых кристаллов, а также изолирующей подложки рядом с чипами, корпуса модуля и радиатора может быть определена расчетным методом или с помощью сенсоров. Если термодатчик гальванически изолирован, то его выходной сигнал передается на схему управления и используется для отключения силового каскада и формирования сигнала неисправности.

Защита от падения напряжения управления V

GG+, VGG- (Under Voltage LockOut, UVLO)

Падение напряжения питания выходного каскада драйвера и, соответственно, уровня VGE нежелательно по многим причинам. В первую очередь при этом возрастает опасность перехода ключа в линейный режим работы и резкого увеличения рассеиваемой мощности. Кроме того, в этом случае теряется управляемость: транзистор не может быть полностью открыт или заблокирован. Мониторинг критического состояния производится путем измерения величин VGG+, VGG- с последующим отключением силового каскада при их снижении до опасного уровня.

 

Временные характеристики и предотвращение сквозного тока

Подавление коротких импульсов (Short Pulse Suppression, SPS)

При использовании импульсных трансформаторов или оптопар для гальванической

изоляции контрольных сигналов очень важно обеспечить защиту канала управления от воздействия помех. Отличительными признаками шумовых сигналов являются их амплитуда и длительность, которые, как правило, гораздо меньше, чем у импульсов, формируемых контроллером. Для подавления помех в состав драйверов SEMIKRON включен фильтр, не пропускающий сигналы длительностью меньше 0,2-0,5 мс.

«Мертвое время» t

dt, защита от одновременного включения (Interlock) и время блокирования tbl

Для предотвращения сквозного тока в инверторах напряжения драйвер должен исключать одновременное включение транзисторов ТОР и ВОТ полумоста. Для этой цели используется функция Interlock, имеющаяся в подавляющем большинстве современных драйверов. Эта опция не применяется в инверторах тока и трехуровневых инверторах напряжения, где открывание ключей одной стойки необходимо в некоторых рабочих состояниях.

После запирания одного из ключей полумоста включение оппозитного транзистора должно происходить с некоторой задержкой. Время tdt, называемое «мертвым», учитывает задержку включения и выключения драйвера и транзистора, в течение tdt должны закончиться все переходные процессы. В зависимости от типа транзистора и области применения «мертвое» время находится в диапазоне 2-8 мкс. В первую очередь это относится к режиму «жесткой» коммутации, для работы в резонансных режимах значение tdt снижают вплоть до 0.

При использовании напряжения насыщения VCEsat в качестве критерия токовой перегрузки схема защиты должна быть блокирована на некоторое время tbl, необходимое для полного отпирания транзистора. Чтобы реакция на неисправность была максимально быстрой, рекомендуется изменять опорный сигнал схемы защиты Vref по такому же динамическому закону, по которому происходит спад напряжения «коллектор-эмиттер» VCE. Как видно на рис. 11, в первый момент после открывания ключа величина VCE намного выше установившегося значения VCEsat, определяемого прямой характеристикой.

Рис. 11. Динамическое насыщение IGBT и пороговый уровень напряжения Vref

При использовании динамического опорного напряжения время блокирования можно существенно снизить tmin. Чтобы удовлетворить требованиям области безопасной работы для режима короткого замыкания (SC-SOA), tbl ни при каких условиях не должно превышать предельно допустимой длительности КЗ (для последних поколений IGBT максимальное значение tSCmax составляет 6 мкс) (рис. 12).

Рис. 12. Возможные сценарии выхода транзистора из насыщения

Передача и усиление сигнала управления

Сигналы управления, формируемые центральным процессором, информация о состоянии вторичных каскадов (статус и ошибка), а также выходные сигналы датчиков (ток, напряжение, температура, напряжение DC-шины) должны передаваться между узлами драйвера, имеющими различный потенциальный уровень.

В подавляющем большинстве выпускаемых драйверов для потенциальной развязки используются импульсные трансформаторы, оптопары или «квази-потенциальные» изоляторы, к которым относятся каскады сдвига уровня с бутстрепным питанием каналов верхнего уровня.

На рис. 13 показаны базовые схемы передачи сигналов управления. Самая сложная конфигурация, используемая в преобразователях высокой мощности (рис. 13а), обеспечивает потенциальную развязку импульсов S и энергии управления Р по каждому каналу. Такая топология является наиболее предпочтительной, она отличается высокой помехозащищенностью и минимальным уровнем взаимного влияния ключей.

Рис. 13. Принципы передачи энергии управления:
а) полная схема для применений высокой мощности;
б) общий источник питания для драйверов ключей ВОТ;
в) принцип бутстрепного питания;
г) принцип сдвига уровня (STOP, SBOT: сигналы управления для ключей TOP/BOT; PTOP, PBOT: передача энергии управления для ключей TOP/BOT)

Вариант на рис. 13б содержит раздельные каналы потенциальной изоляции для всех драйверов ТОР и только один общий изолятор для драйверов нижнего уровня ВОТ. Как правило, такая структура применяется в маломощных схемах, кроме этого, она широко распространена в интеллектуальных модулях (IPM).

Принцип «бутстрепного» питания, позволяющий передавать энергию управления транзисторам верхнего плеча без потенциальной изоляции, поясняется на рис. 13в. На рис. 13г показан каскад сдвига уровня, транслирующий контрольный сигнал STOP без гальванической развязки посредством высоковольтного источника тока. Подобная топология, как правило, применяется в монолитных интегральных схемах драйверов.

Наиболее важным требованием, предъявляемым к каскадам гальванической развязки, является высокая статическая прочность изоляции (2,5-4,5 кВ в соответствии со стандартами) и иммунитет к наведенным фронтам dv/dt (15-100 кВ/мкс). Последнее требование выполняется за счет применения изоляционных барьеров со сверхнизкой проходной емкостью (1-10 пФ) между первичными и вторичными каскадами. Это позволяет минимизировать или даже полностью устранить влияние помех, вызванных коммутационными токами смещения.

Рис. 14. Эквивалентные емкости полумостового каскада с потенциальной изоляцией
(Cps1: емкость между первичным и вторичным каскадом канала ВОТ; Cps2: емкость между первичным и вторичным каскадом канала ТОР; Css: емкость между вторичными каскадами каналов ТОР и ВОТ]

Сигналы управления и обратной связи

В таблице 2 приведены характеристики основных методов передачи сигналов управления и обратной связи с потенциальной изоляцией и без нее, используемые в драйверах MOSFET/IGBT.

Таблица 2. Характеристики основных схем изолированной передачи сигнала
ХарактеристикаИмпульсный трансформатор (с магнитным сердечником), трансформатор без сердечникаОптопараВолоконно-оптическая линия связи
Принцип потенциальной изоляцииМагнитныйОптическийВолоконно-оптический
Гальваническая изоляция+++
Направление передачиДвунаправленныйДвунаправленныйДвунаправленный
Разброс времени задержкиНизкийВысокийВысокий
Реакция на воздействие магнитного поля+
Реакция на воздействие электрического поля
Иммунитет к dv/dt35…50…100 кВ/мкс15-25 кВ/мксND

Информация с датчиков тока, напряжения, температуры может транслироваться на схему управления через те же изолирующие барьеры с помощью широтно-импульсной модуляции.

В таблице 3 приведен обзор наиболее известных принципов изолированной передачи энергии управления к драйверу.

Таблица 3. Принципы изолированной передачи энергии управления
ХарактеристикаСетевой трансформатор 50 ГцНизковольтные каскадыВысоковольтные каскадыБутстрепная схема
Источник питания
Принцип потенциальной изоляцииМагнитный (трансформаторная развязка)Высоковольтный p-n-переход
Гальваническая изоляция+++
ПитаниеВспомогательный или основной источник питанияВспомогательный источник питанияDC-шинаРабочее напряжение транзистора ВОТ
АС-частотаНизкаяОчень высокаяСредняяСредняя (частота ШИМ)
Требования по сглаживаниюВысокиеОчень низкиеНизкиеНизкие
Ограничение скважностиНетНетНетЕсть

 

Твердотельные и интегральные микросхемы драйверов

В большинстве случаев устройства управления затворами строятся на базе интегральных схем, доступных в различных конфигурациях: одиночной, полумостовой и трехфазной.

Как правило, они выполняют следующие функции:

  • формирование импульсов управления затвором;
  • мониторинг напряжения насыщения (VCEsat, VDSon) или сигнала, снимаемого с резистивного шунта для индикации состояния перегрузки;
  • мониторинг падения напряжения управления (UVLO) для исключения перехода силового транзистора в линейный режим работы;
  • формирование сигнала ошибки;
  • формирование «мертвого времени»;
  • бутстрепное питание верхнего каскада драйвера;
  • блокировка входных импульсов;
  • потенциальный сдвиг уровня сигнала ТОР в неизолированных драйверах.

Современные твердотельные микросхемы драйверов производятся на основе технологии SOI (Silicon On Insulator), в которой полностью подавлен эффект защелкивания благодаря изоляции каждого активного элемента структуры. Это позволяет расширить диапазон рабочих температур, повысить надежность каскада сдвига уровня, улучшить иммунитет к dv/dt и стойкость к наведенным помехам отрицательной полярности.

Еще одной возможностью реализации интегрального драйвера MOSFET/IGBT является комбинация быстрой оптопары с выходным каскадом. Для создания законченного устройства управления в состав изделия необходимо включить DC/DC-преобразователь или бутстрепную схему для питания каналов ТОР, а также элементы обвязки.

В условиях растущего многообразия функций и алгоритмов защиты драйверов затворов к элементам, ставшим обязательными для устройств управления, добавляются и новые узлы. К ним относятся, например, блок формирования входных импульсов, фильтр подавления шумов, генератор «мертвого» времени, память схемы защиты, управление DC/DC-конвертером источника питания и т. д. Все описанные функции реализованы в специализированных интегральных схемах, используемых в драйверах SEMIKRON.

Литература
  1. Arendt Wintrich, Ulrich Nicolai, Werner Tursky, Tobias Reimann. Application Notes for IGBT and MOSFET modules. SEMIKRON International. 2010.
  2. Scheuermann U. Paralleling of Chips — From the Classiacl «Worst Case» Consideration to a Statistical Approach // PCIM Europe 2005. Conference Proceedings.
  3. Bruckmann M., Sigg J. Reihenschaltung von IGBT in Experiment und Simulation // Conference Proceeding. Freiburg. 1995.
  4. Bruckmann M. Einsatz von IGBT fur Hochleistungsstromrichter. Bad Nauheim. 1998. Proc.
  5. Gerster Ch., Hofer P., Karrer N. Gate-control Strategies for Snubberless Operation of Series Connected IGBTs. // PESC’96. Baveno. Proc. Vol. II.
  6. Ruedi H., Kohli P. Dynamic Gate Control (DGC) — A New IGBT gate Unit for High Current IGBTs // PCIM Europe 1995. Conference Proceedings.
  7. Helsper F. Adaptation of IGBT Switching Behaviour by Means of Active gate Drive Control for Low and Medium Power // EPE 2003. Conference Proceedings.
  8. AN3 AN-7002: Connection of Gate Drivers.
  9. AN5 AN-7003: Gate resistors.
  10. AN6 AN-7004: IGBT Driver Calculation.

Управление мощной нагрузкой · Вадим Великодный

06 Jan 2017

На практике часто возникает необходимость управлять при помощи цифровой схемы (например, микроконтроллера) каким-то мощным электрическим прибором. Это может быть мощный светодиод, потребляющий большой ток, или прибор, питающийся от электрической сети. Рассмотрим типовые решения этой задачи.

Будем считать, что нам нужно только включать или выключать нагрузку с низкой частотой. Части схем, решающие эту задачу, называют ключами. ШИМ-регуляторы, диммеры и прочее рассматривать не будем (почти).

Условно можно выделить 3 группы методов:

  1. Управление нагрузкой постоянного тока.
    • Транзисторный ключ на биполярном транзисторе.
    • Транзисторный ключ на МОП-транзисторе (MOSFET).
    • Транзисторный ключ на IGBT.
  2. Управление нагрузкой переменного тока.
    • Тиристорный ключ.
    • Симисторный ключ.
  3. Универсальный метод.

Выбор способа управления зависит как от типа нагрузки, так и от вида применяемой цифровой логики. Если схема построена на ТТЛ-микросхемах, то следует помнить, что они управляются током, в отличие от КМОП, где управление осуществляется напряжением. Иногда это важно.

Простейший ключ

Простейший ключ на биполярном транзисторе проводимости n-p-n выглядит следующим образом.

Вход слева подключается к цифровой схеме. Если у нас цифровая схема построена на основе КМОП-логики с двухтактным («push-pull») выходом, то логическая «1» фактически означает подключение этого входа к питанию, а логический «0» — к земле.

Таким образом, при подаче «1» на вход нашей схемы ток от источника питания потечёт через резистор R1, базу и эмиттер на землю. При этом транзистор откроется (если, конечно, ток достаточно большой), и ток сможет идти через переход коллектор — эмиттер, а значит и через нагрузку.

Резистор R1 играет важную роль — он ограничивает ток через переход база — эмиттер. Если бы его не было, ток не был бы ничем ограничен и просто испортил бы управляющую микросхему (ведь именно она связывает линию питания с транзистором).

Максимальный ток через один выход микроконтроллера обычно ограничен значением около 25 мА (для STM32). В интернете можно встретить утверждения, что микроконтроллеры AVR выдерживают ток в 200 мА, но это относится ко всем выводам в сумме. Предельное допустимое значение тока на один вывод примерно такое же — 20-40 мА.

Это, кстати, означает, что подключать светодиоды напрямую к выводам нельзя. Без токоограничивающих резисторов, микросхема просто сгорит, а с ними светодиодам не будет хватать тока, чтобы светить ярко.

Обратите внимание, что нагрузка (LOAD) подключена к коллектору, то есть «сверху». Если подключить её «снизу», у нас возникнет несколько проблем.

Допустим, мы хотим при помощи 5 В (типичное значение для цифровых схем) управлять нагрузкой в 12 В. Это значит, что на базе мы можем получить максимум 5 В. А с учётом падения напряжения на переходе база — эмиттер, на эмиттере будет напряжение ещё меньше. Если падение напряжения на переходе равно 0,7 В,то получаем, что на нагрузку остаётся только 4,3 В, чего явно недостаточно. Если это, например, реле, оно просто не сработает. Напряжение не может быть выше, иначе тока через базу вообще не будет. Наличие падения напряжения на нагрузке также приведёт к уменьшению тока через базу.

Для расчёта сопротивления R1 нужно вспомнить соотношение для упрощённой модели транзистора:

\[I_к = \beta I_б.\]

Коэффициент \(\beta\) — это коэффициент усиления по току. Его ещё обозначают \(h_{21э}\) или \(h_{FE}\). У разных транзисторов он разный.

Зная мощность нагрузки \(P\) и напряжение питания \(V\), можно найти ток коллектора, а из него и ток базы:

\[I_б = \frac1{\beta} \frac{P}{V}.\]

По закону Ома получаем:

\[R_1 = \frac{V}{I_б}.\]

Коэффициент \(\beta\) не фиксированная величина, он может меняться даже для одного транзистора в зависимости от режима работы, поэтому лучше брать значение тока базы при расчёте чуть больше, чтобы был запас по току коллектора. Главное помнить, что ток базы не должен превышать предельно допустимое для микросхемы.

Также важно при выборе модели транзистора помнить о предельном токе коллектора и напряжении коллектор — эмиттер.

Ниже как пример приведены характеристики некоторых популярных транзисторов с проводимостью n-p-n.

Модель\(\beta\)\(\max\ I_{к}\)\(\max\ V_{кэ}\)
КТ315Г50…350100 мА35 В
КТ3102Е400…1000100 мА50 В
MJE1300225…401,5 А600 В
2SC4242107 А400 В

Модели выбраны случайно, просто это транзисторы, которые легко найти или откуда-то выпаять. Для ключа в рассматриваемой схеме, конечно, можно использовать любой n-p-n-транзистор, подходящий по параметрам и цене.

Доработка схемы

Если вход схемы подключен к push-pull выходу, то особой доработки не требуется. Рассмотрим случай, когда вход — это просто выключатель, который либо подтягивает базу к питанию, либо оставляет её «висеть в воздухе». Тогда для надёжного закрытия транзистора нужно добавить ещё один резистор, выравнивающий напряжение между базой и эмиттером.

Кроме того, нужно помнить, что если нагрузка индуктивная, то обязательно нужен защитный диод. Дело в том, что энергия, запасённая магнитным полем, не даёт мгновенно уменьшить ток до нуля при отключении ключа. А значит, на контактах нагрузки возникнет напряжение обратной полярности, которое легко может нарушить работу схемы или даже повредить её.

Совет касательно защитного диода универсальный и в равной степени относится и к другим видам ключей.

Если нагрузка резистивная, то диод не нужен.

В итоге усовершенствованная схема принимает следующий вид.

Резистор R2 обычно берут с сопротивлением, в 10 раз большим, чем сопротивление R1, чтобы образованный этими резисторами делитель не понижал слишком сильно напряжение между базой и эмиттером.

Для нагрузки в виде реле можно добавить ещё несколько усовершенствований. Оно обычно кратковременно потребляет большой ток только в момент переключения, когда тратится энергия на замыкание контакта. В остальное время ток через него можно (и нужно) ограничить резистором, так как удержание контакта требует меньше энергии.

Для этого можно применить схему, приведённую ниже.

В момент включения реле, пока конденсатор C1 не заряжен, через него идёт основной ток. Когда конденсатор зарядится (а к этому моменту реле перейдёт в режим удержания контакта), ток будет идти через резистор R2. Через него же будет разряжаться конденсатор после отключения реле.

Ёмкость C1 зависит от времени переключения реле. Можно взять, например, 10 мкФ.

С другой стороны, ёмкость будет ограничивать частоту переключения реле, хоть и на незначительную для практических целей величину.

Пример расчёта простой схемы

Пусть, например, требуется включать и выключать светодиод с помощью микроконтроллера. Тогда схема управления будет выглядеть следующим образом.

Пусть напряжение питания равно 5 В.

Характеристики (рабочий ток и падение напряжения) типичных светодиодов диаметром 5 мм можно приблизительно оценить по таблице.

Цвет\(I_{LED}\)\(V_{LED}\)
Красный20 мА1,9 В
Зеленый20 мА2,3 В
Желтый20 мА2,1 В
Синий (яркий)75 мА3,6 В
Белый (яркий)75 мА3,6 В

Пусть используется белый светодиод. В качестве транзисторного ключа используем КТ315Г — он подходит по максимальному току (100 мА) и напряжению (35 В). Будем считать, что его коэффициент передачи тока равен \(\beta = 50\) (наименьшее значение).

Итак, если падение напряжения на диоде равно \(V_{LED} = 3{,}6\,\textrm{В}\), а напряжение насыщения транзистора \(V_{CE} = 0{,}4\,\textrm{В}\) то напряжение на резисторе R2 будет равно \(V_{R2} = 5{,}0 — 3{,}6 — 0{,}4 = 1\,\textrm{В}\). Для рабочего тока светодиода \(I_{LED} = 0{,}075\,\textrm{А}\) получаем

\[R_2 = \frac{V_{R2}}{I_{LED}} = \frac{1}{0{,}075} \approx 15\,\textrm{Ом}.\]

Значение сопротивление было округлено, чтобы попасть в ряд E12.

Для тока \(I_{LED} = 0{,}075\,\textrm{А}\) управляющий ток должен быть в \(\beta = 50\) раз меньше:

\[I_б = \frac{I_{LED}}{\beta} \approx 1{,}5\,\textrm{мА}.\]

Падение напряжения на переходе эмиттер — база примем равным \(V_{EB} = 0{,}7\,\textrm{В}\).

Отсюда

\[R_1 = \frac{V — V_{EB}}{I_б} \approx 2{,}7\,\textrm{кОм}\]

Сопротивление округлялось в меньшую сторону, чтобы обеспечить запас по току.

Таким образом, мы нашли значения сопротивлений R1 и R2.

Транзистор Дарлингтона

Если нагрузка очень мощная, то ток через неё может достигать нескольких ампер. Для мощных транзисторов коэффициент \(\beta\) может быть недостаточным. (Тем более, как видно из таблицы, для мощных транзисторов он и так невелик.)

В этом случае можно применять каскад из двух транзисторов. Первый транзистор управляет током, который открывает второй транзистор. Такая схема включения называется схемой Дарлингтона.

В этой схеме коэффициенты \(\beta\) двух транзисторов умножаются, что позволяет получить очень большой коэффициент передачи тока.

Для повышения скорости выключения транзисторов можно у каждого соединить эмиттер и базу резистором.

Сопротивления должны быть достаточно большими, чтобы не влиять на ток база — эмиттер. Типичные значения — 5…10 кОм для напряжений 5…12 В.

Выпускаются транзисторы Дарлингтона в виде отдельного прибора. Примеры таких транзисторов приведены в таблице.

Модель\(\beta\)\(\max\ I_{к}\)\(\max\ V_{кэ}\)
КТ829В7508 А60 В
BDX54C7508 А100 В

В остальном работа ключа остаётся такой же.

Простейший ключ

В дальнейшем полевым транзистором мы будет называть конкретно MOSFET, то есть полевые транзисторы с изолированным затвором (они же МОП, они же МДП). Они удобны тем, что управляются исключительно напряжением: если напряжение на затворе больше порогового, то транзистор открывается. При этом управляющий ток через транзистор пока он открыт или закрыт не течёт. Это значительное преимущество перед биполярными транзисторами, у которых ток течёт всё время, пока открыт транзистор.

Также в дальнейшем мы будем использовать только n-канальные MOSFET (даже для двухтактных схем). Это связано с тем, что n-канальные транзисторы дешевле и имеют лучшие характеристики.

Простейшая схема ключа на MOSFET приведена ниже.

Опять же, нагрузка подключена «сверху», к стоку. Если подключить её «снизу», то схема не будет работать. Дело в том, что транзистор открывается, если напряжение между затвором и истоком превышает пороговое. При подключении «снизу» нагрузка будет давать дополнительное падение напряжения, и транзистор может не открыться или открыться не полностью.

Несмотря на то, что MOSFET управляется только напряжением и ток через затвор не идёт, затвор образует с подложкой паразитный конденсатор. Когда транзистор открывается или закрывается, этот конденсатор заряжается или разряжается через вход ключевой схемы. И если этот вход подключен к push-pull выходу микросхемы, через неё потечёт довольно большой ток, который может вывести её из строя.

При управлении типа push-pull схема разряда конденсатора образует, фактически, RC-цепочку, в которой максимальный ток разряда будет равен

\[I_{разр} = \frac{V}{R_1},\]

где \(V\) — напряжение, которым управляется транзистор.

Таким образом, достаточно будет поставить резистор на 100 Ом, чтобы ограничить ток заряда — разряда до 10 мА. Но чем больше сопротивление резистора, тем медленнее он будет открываться и закрываться, так как постоянная времени \(\tau = RC\) увеличится. Это важно, если транзистор часто переключается. Например, в ШИМ-регуляторе.

Основные параметры, на которые следует обращать внимание — это пороговое напряжение \(V_{th}\), максимальный ток через сток \(I_D\) и сопротивление сток — исток \(R_{DS}\) у открытого транзистора.

Ниже приведена таблица с примерами характеристик МОП-транзисторов.

Модель\(V_{th}\)\(\max\ I_D\)\(\max\ R_{DS}\)
2N70003 В200 мА5 Ом
IRFZ44N4 В35 А0,0175 Ом
IRF6304 В9 А0,4 Ом
IRL25052 В74 А0,008 Ом

Для \(V_{th}\) приведены максимальные значения. Дело в том, что у разных транзисторов даже из одной партии этот параметр может сильно отличаться. Но если максимальное значение равно, скажем, 3 В, то этот транзистор гарантированно можно использовать в цифровых схемах с напряжением питания 3,3 В или 5 В.

Сопротивление сток — исток у приведённых моделей транзисторов достаточно маленькое, но следует помнить, что при больших напряжениях управляемой нагрузки даже оно может привести к выделению значительной мощности в виде тепла.

Схема ускоренного включения

Как уже было сказано, если напряжение на затворе относительно истока превышает пороговое напряжение, то транзистор открывается и сопротивление сток — исток мало. Однако, напряжение при включении не может резко скакнуть до порогового. А при меньших значениях транзистор работает как сопротивление, рассеивая тепло. Если нагрузку приходится включать часто (например, в ШИМ-контроллере), то желательно как можно быстрее переводить транзистор из закрытого состояния в открытое и обратно.

Относительная медленность переключения транзистора связана опять же с паразитной ёмкостью затвора. Чтобы паразитный конденсатор зарядился как можно быстрее, нужно направить в него как можно больший ток. А так как у микроконтроллера есть ограничение на максимальный ток выходов, то направить этот ток можно с помощью вспомогательного биполярного транзистора.

Кроме заряда, паразитный конденсатор нужно ещё и разряжать. Поэтому оптимальной представляется двухтактная схема на комплементарных биполярных транзисторах (можно взять, например, КТ3102 и КТ3107).

Ещё раз обратите внимание на расположение нагрузки для n-канального транзистора — она расположена «сверху». Если расположить её между транзистором и землёй, из-за падения напряжения на нагрузке напряжение затвор — исток может оказаться меньше порогового, транзистор откроется не полностью и может перегреться и выйти из строя.

Драйвер полевого транзистора

Если всё же требуется подключать нагрузку к n-канальному транзистору между стоком и землёй, то решение есть. Можно использовать готовую микросхему — драйвер верхнего плеча. Верхнего — потому что транзистор сверху.

Выпускаются и драйверы сразу верхнего и нижнего плеч (например, IR2151) для построения двухтактной схемы, но для простого включения нагрузки это не требуется. Это нужно, если нагрузку нельзя оставлять «висеть в воздухе», а требуется обязательно подтягивать к земле.

Рассмотрим схему драйвера верхнего плеча на примере IR2117.

Схема не сильно сложная, а использование драйвера позволяет наиболее эффективно использовать транзистор.

IGBT

Ещё один интересный класс полупроводниковых приборов, которые можно использовать в качестве ключа — это биполярные транзисторы с изолированным затвором (IGBT).

Они сочетают в себе преимущества как МОП-, так и биполярных транзисторов: управляются напряжением, имеют большие значения предельно допустимых напряжений и токов.

Управлять ключом на IGBT можно так же, как и ключом на MOSFET. Из-за того, что IGBT применяются больше в силовой электронике, они обычно используются вместе с драйверами.

Например, согласно даташиту, IR2117 можно использовать для управления IGBT.

Пример IGBT — IRG4BC30F.

Все предыдущие схемы отличало то, что нагрузка хоть и была мощной, но работала от постоянного тока. В схемах была чётко выраженные земля и линия питания (или две линии — для контроллера и нагрузки).

Для цепей переменного тока нужно использовать другие подходы. Самые распространённые — это использование тиристоров, симисторов и реле. Реле рассмотрим чуть позже, а пока поговорим о первых двух.

Тиристоры и симисторы

Тиристор — это полупроводниковый прибор, который может находится в двух состояниях:

  • открытом — пропускает ток, но только в одном направлении,
  • закрытом — не пропускает ток.

Так как тиристор пропускает ток только в одном направлении, для включения и выключения нагрузки он подходит не очень хорошо. Половину времени на каждый период переменного тока прибор простаивает. Тем не менее, тиристор можно использовать в диммере. Там он может применяться для управления мощностью, отсекая от волны питания кусочек требуемой мощности.

Симистор — это, фактически двунаправленный тиристор. А значит он позволяет пропускать не полуволны, а полную волну напряжения питания нагрузки.

Открыть симистор (или тиристор) можно двумя способами:

  • подать (хотя бы кратковременно) отпирающий ток на управляющий электрод;
  • подать достаточно высокое напряжение на его «рабочие» электроды.

Второй способ нам не подходит, так как напряжение питания у нас будет постоянной амплитуды.

После того, как симистор открылся, его можно закрыть поменяв полярность или снизив ток через него то величины, меньшей чем так называемый ток удержания. Но так как питание организовано переменным током, это автоматически произойдёт по окончании полупериода.

При выборе симистора важно учесть величину тока удержания (\(I_H\)). Если взять мощный симистор с большим током удержания, ток через нагрузку может оказаться слишком маленьким, и симистор просто не откроется.

Симисторный ключ

Для гальванической развязки цепей управления и питания лучше использовать оптопару или специальный симисторный драйвер. Например, MOC3023M или MOC3052.

Эти оптопары состоят из инфракрасного светодиода и фотосимистора. Этот фотосимистор можно использовать для управления мощным симисторным ключом.

В MOC3052 падение напряжения на светодиоде равно 3 В, а ток — 60 мА, поэтому при подключении к микроконтроллеру, возможно, придётся использовать дополнительный транзисторный ключ.

Встроенный симистор же рассчитан на напряжение до 600 В и ток до 1 А. Этого достаточно для управления мощными бытовыми приборами через второй силовой симистор.

Рассмотрим схему управления резистивной нагрузкой (например, лампой накаливания).

Таким образом, эта оптопара выступает в роли драйвера симистора.

Существуют и драйверы с детектором нуля — например, MOC3061. Они переключаются только в начале периода, что снижает помехи в электросети.

Резисторы R1 и R2 рассчитываются как обычно. Сопротивление же резистора R3 определяется исходя из пикового напряжения в сети питания и отпирающего тока силового симистора. Если взять слишком большое — симистор не откроется, слишком маленькое — ток будет течь напрасно. Резистор может потребоваться мощный.

Нелишним будет напомнить, что 230 В в электросети (текущий стандарт для России, Украины и многих других стран) — это значение действующего напряжения. Пиковое напряжение равно \(\sqrt2 \cdot 230 \approx 325\,\textrm{В}\).

Управление индуктивной нагрузкой

При управлении индуктивной нагрузкой, такой как электродвигатель, или при наличии помех в сети напряжение может стать достаточно большим, чтобы симистор самопроизвольно открылся. Для борьбы с этим явлением в схему необходимо добавить снаббер — это сглаживающий конденсатор и резистор параллельно симистору.

Снаббер не сильно улучшает ситуацию с выбросами, но с ним лучше, чем без него.

Керамический конденсатор должен быть рассчитан на напряжение, большее пикового в сети питания. Ещё раз вспомним, что для 230 В — это 325 В. Лучше брать с запасом.

Типичные значения: \(C_1 = 0{,}01\,\textrm{мкФ}\), \(R_4 = 33\,\textrm{Ом}\).

Есть также модели симисторов, которым не требуется снаббер. Например, BTA06-600C.

Примеры симисторов

Примеры симисторов приведены в таблице ниже. Здесь \(I_H\) — ток удержания, \(\max\ I_{T(RMS)}\) — максимальный ток, \(\max\ V_{DRM}\) — максимальное напряжение, \(I_{GT}\) — отпирающий ток.

Модель\(I_H\)\(\max\ I_{T(RMS)}\)\(\max\ V_{DRM}\)\(I_{GT}\)
BT134-600D10 мА4 А600 В5 мА
MAC97A810 мА0,6 А600 В5 мА
Z06075 мА0,8 А600 В5 мА
BTA06-600C25 мА6 А600 В50 мА

С точки зрения микроконтроллера, реле само является мощной нагрузкой, причём индуктивной. Поэтому для включения или выключения реле нужно использовать, например, транзисторный ключ. Схема подключения и также улучшение этой схемы было рассмотрено ранее.

Реле подкупают своей простотой и эффективностью. Например, реле HLS8-22F-5VDC — управляется напряжением 5 В и способно коммутировать нагрузку, потребляющую ток до 15 А.

Главное преимущество реле — простота использования — омрачается несколькими недостатками:

  • это механический прибор и контакты могу загрязниться или даже привариться друг к другу,
  • меньшая скорость переключения,
  • сравнительно большие токи для переключения,
  • контакты щёлкают.

Часть этих недостатков устранена в так называемых твердотельных реле. Это, фактически, полупроводниковые приборы с гальванической развязкой, содержащие внутри полноценную схему мощного ключа.

Таким образом, в арсенале у нас достаточно способов управления нагрузкой, чтобы решить практически любую задачу, которая может возникнуть перед радиолюбителем.

  1. Хоровиц П., Хилл У. Искусство схемотехники. Том 1. — М.: Мир, 1993.
  2. Управление мощной нагрузкой переменного тока
  3. Управление мощной нагрузкой постоянного тока. Часть 1
  4. Управление мощной нагрузкой постоянного тока. Часть 2
  5. Управление мощной нагрузкой постоянного тока. Часть 3
  6. Щелкаем реле правильно: коммутация мощных нагрузок
  7. Управление мощной нагрузкой переменного тока
  8. Управление MOSFET-ами #1
  9. Современные высоковольтные драйверы MOSFET- и IGBT-транзисторов
  10. Ключ на плечо! – особенности применения высоковольтных драйверов производства IR

Все схемы нарисованы в KiCAD. В последнее время для своих проектов использую именно его, очень удобно, рекомендую. С его помощью можно не только чертить схемы, но и проектировать печатные платы.

ШИМ-регулятор 220 В ( IGBT )

     Вот уже сделан и проверен первый ШИМ-регулятор на 220 вольт и 10 ампер на микросхеме NE555. Далее по плану надо сделать такой-же простой ШИМ, только с гальванической развязкой между силовой  и управляющей частями схемы. А также в качестве силового транзистора попробую использовать транзистор IGBT , а именно широко известный   FGA25N120ANTD . Этот ШИМ тоже сделан на микросхеме NE555, а гальваническая развязка сделана на самом известном  оптроне PC817 . Питание задающего генератора сделано от отдельного трансформатора, стоит диодный мост VD7  и стабилизатор DA4  LM7809.
Транзисторы FGA25N120ANTD можно купить здесь

   


  В качестве силового транзистора решил попробовать IGBT-транзистор. Есть такие хитрые транзисторы , которые сочетают в себе преимущества биполярных и полевых транзисторов. Выбрал известный транзистор FGA25N120ANTD. Для нормальной работы этому транзистору нужен соответствующий драйвер, который я сделал из транзисторов разной проводимости S8050 и S8550. Максимально допустимые параметры транзистора FGA25N120ANTD —  напряжение коллектор-эмиттер 1200 вольт и ток до 25 ампер, что совсем неплохо.
   Силовой диодный мость поставил на 25 ампер GBJ2510, диод в обратном включении параллельно нагрузке — это быстродействующий диод с максимальным током до 30 ампер и напряжением 600 вольт RHRP3060 .  Питание драйвера силового транзистора сделано по бестрансформаторной схеме — это элементы VD6, VD8, R11, R12, C7, C8 и C9.
     Потом провёл небольшие испытания этого ШИМ-регулятора. Сначала подключил активную нагрузку — то есть простую лампочку накаливания, затем подключил коллекторный двигатель от стиральной машины Индезит. В общем первые испытания прошли успешно. Буду дальше развивать этот проект.

Все нужные радиодетали можно приобрести здесь  

      Снял видео и разместил его в YouTube —



 Нарисовал и проверил предварительную схему с обратной связью от таходатчика.

       В общем с обратной связью работает лучше , чем без неё, но хуже чем с Ардуино —  нормально работает от  1000 оборотов в минуту.
   Сделал ещё один  пробный вариант — переделал силовую часть на драйвере TLP250 и добавил защиту по току  на компараторе — вот что получилось:

   В общем регулятор работает по-лучше чем прошлые варианты.  Защита помогает первоначальный бросок тока убрать.  Драйвер TLP250 заработал нормально только при напряжении питания 15 вольт.
   Снял видео   —


транзисторы — основные компоненты современной силовой электроники • HotTool.ru

IGBT-транзистор (сокращение от английского Insulated-gate bipolar transistor) либо биполярный транзистор с изолированным затвором (сокращенно БТИЗ) — представляет собой полупроводниковый устройство с 3-мя выводами, сочетающий снутри 1-го корпуса силовой биполярный транзистор и управляющий им полевой транзистор.

IGBT-транзисторы являются на нынешний денек главными компонентами силовой электроники (массивные инверторы, импульсные блоки питания, частотные преобразователи и т.д.), где они делают функцию массивных электрических ключей, коммутирующих токи на частотах измеряемых десятками и сотками килогерц. Транзисторы данного типа выпускаются как в виде отдельных компонент, так и в виде специализированных силовых модулей (сборок) для управления трехфазными цепями.

То что IGBT-транзистор содержит в себе транзисторы сходу 2-ух типов (включенных по каскадной схеме), дозволяет соединить плюсы 2-ух технологий снутри 1-го полупроводникового устройства.

Биполярный транзистор в качестве силового дозволяет получить большее рабочее напряжение, при всем этом сопротивление канала в открытом состоянии оказывается пропорционально току в первой степени, а не квадрату тока как у обыденных полевых транзисторов. А то что в качестве управляющего транзистора употребляется конкретно полевой транзистор — сводит издержки мощности на управление ключом к минимуму.

 

Наименования электродов охарактеризовывают структуру IGBT-транзистора: управляющий электрод называется затвором (как у полевого транзистора), а электроды силового канала — коллектором и эмиттером (как у транзистора биполярного).

Незначительно истории

Исторически биполярные транзисторы использовались вровень с тиристорами в качестве силовых электрических ключей до 90-х годов. Но недочеты биполярных транзисторов были постоянно явны: большенный ток базы, неспешное запирание и от этого перегрев кристалла, мощная зависимость главных характеристик от температуры, ограниченное напряжение насыщения коллектор-эмиттер.

Показавшиеся позднее полевые транзисторы (структуры МОП) сходу изменили ситуацию в наилучшую сторону: управление напряжением уже не просит настолько огромных токов, характеристики ключа слабо зависят от температуры, рабочее напряжение транзистора не ограничено снизу, низкое сопротивление силового канала в открытом состоянии расширяет спектр рабочих токов, частота переключения просто может достигать сотен килогерц, не считая того примечательна способность полевых транзисторов выдерживать мощные динамические перегрузки при больших рабочих напряжениях.

Так как управление полевым транзистором реализуется существенно проще и выходит по мощности значительно легче чем биполярным, да к тому же снутри имеется ограничительный диодик, — транзисторы с полевым управлением сходу захватили популярность в схемах импульсных преобразователей напряжения, работающих на больших частотах, также в акустических усилителях класса D.

Владимир Дьяконов

1-ый силовой полевой транзистор был разработан Виктором Бачуриным еще в Русском Союзе, в 1973 году, опосля что он был изучен под управлением ученого Владимира Дьяконова. Исследования группы Дьяконова относительно главных параметров силового полевого транзистора привели к разработке в 1977 году составного транзисторного ключа, снутри которого биполярный транзистор управлялся средством полевого с изолированным затвором.

Ученые проявили эффективность такового подхода, когда токовые характеристики силовой части определяются биполярным транзистором, а управляющие характеристики — полевым. При этом насыщение биполярного транзистора исключается, а означает и задержка при выключении сокращается. Это — принципиальное достоинство хоть какого силового ключа.

На полупроводниковый устройство новейшего типа русскими учеными было получено авторское свидетельство №757051 «Побистор». Это была 1-ая структура, содержащая в одном корпусе мощнейший биполярный транзистор, поверх которого находился управляющий полевой транзистор с изолированным затвором.

Что касается промышленного внедрения, то уже в 1983 году компанией Intarnational Rectifier был патентован 1-ый IGBT-транзистор. А спустя два года был разработан IGBT-транзистор с плоской структурой и наиболее высочайшим рабочим напряжением. Это сделали сразу в лабораториях 2-ух компаний — General Electric и RCA.

1-ые версии биполярных транзисторов с изолированным затвором имели один суровый недочет — неспешное переключение. Заглавие IGBT было принято в 90-е, когда были сделаны уже 2-ое и третье поколение IGBT-транзисторов. Тогда уже этих недочетов не сделалось.

Отличительные достоинства IGBT-транзисторов

По сопоставлению с обыкновенными полевыми транзисторами, IGBT-транзисторы владеют наиболее высочайшим входным сопротивлением и наиболее низким уровнем мощности, которая тратится на управление затвором.

В отличие от биполярных транзисторов — тут наиболее низкое остаточное напряжение во включенном состоянии. Утраты в открытом состоянии, даже при огромных рабочих напряжениях и токах, довольно малы. При всем этом проводимость как у биполярного транзистора, а управляется ключ напряжением.

Спектр рабочих напряжений коллектор-эмиттер у большинства обширно доступных моделей варьируется от 10-ов вольт до 1200 и наиболее вольт, при всем этом токи могут доходить до 1000 и наиболее ампер. Есть сборки на сотки и тыщи вольт по напряжению и на токи в сотки ампер.

Считается, что для рабочих напряжений до 500 вольт лучше подступают полевые транзисторы, а для напряжений наиболее 500 вольт и токов больше 10 ампер — IGBT-транзисторы, потому что на наиболее низких напряжениях очень принципиально наименьшее сопротивление канала в открытом состоянии.

 

Применение IGBT-транзисторов

Основное применение IGBT-транзисторы находят в инверторах, импульсных преобразователях напряжения и частотных преобразователях (пример — полумостовой модуль SKM 300GB063D, 400А, 600В) — там, где имеют пространство высочайшее напряжение и значимые мощности.

Сварочные инверторы — отдельная принципиальная область внедрения IGBT-транзисторов: большенный ток, мощность наиболее 5 кВт и частоты до 50 кГц (IRG4PC50UD – классика жанра, 27А, 600В, до 40 кГц).

Не обойтись без IGBT и на городском электрcтранспорте: с тиристорами тяговые движки демонстрируют наиболее маленький КПД чем с IGBT, к тому же с IGBT достигается наиболее плавный ход и не плохое сочетание с системами рекуперативного торможения даже на больших скоростях.

Нет ничего лучше чем IGBT, когда требуется коммутировать на больших напряжениях (наиболее 1000 В) либо управлять частотно-регулируемым приводом (частоты до 20 кГц).

На неких схемах IGBT и MOSFET транзисторы на сто процентов взаимозаменяемы, потому что их цоколевка идентична, а принципы управления схожи. Затворы в том и в другом случае представляют собой емкость до единиц нанофарад, с перезарядкой у удержанием заряда на которой просто совладевает драйвер, устанавливаемый на хоть какой схожей схеме, и обеспечивающий адекватное управление.

Андрей Повный

Источник

Управление мощной нагрузкой постоянного тока. Часть 3.

Кроме транзисторов и сборок Дарлингтона есть еще один хороший способ рулить мощной постоянной нагрузкой — полевые МОП транзисторы.
Полевой транзистор работает подобно обычному транзистору — слабым сигналом на затворе управляем мощным потоком через канал. Но, в отличии от биполярных транзисторов, тут управление идет не током, а напряжением.

МОП (по буржуйски MOSFET) расшифровывается как Метал-Оксид-Полупроводник из этого сокращения становится понятна структура этого транзистора.

Если на пальцах, то в нем есть полупроводниковый канал который служит как бы одной обкладкой конденсатора и вторая обкладка — металлический электрод, расположенный через тонкий слой оксида кремния, который является диэлектриком. Когда на затвор подают напряжение, то этот конденсатор заряжается, а электрическое поле затвора подтягивает к каналу заряды, в результате чего в канале возникают подвижные заряды, способные образовать электрический ток и сопротивление сток — исток резко падает. Чем выше напряжение, тем больше зарядов и ниже сопротивление, в итоге, сопротивление может снизиться до мизерных значений — сотые доли ома, а если поднимать напряжение дальше, то произойдет пробой слоя оксида и транзистору хана.

Достоинство такого транзистора, по сравнению с биполярным очевидно — на затвор надо подавать напряжение, но так как там диэлектрик, то ток будет нулевым, а значит требуемая мощность на управление этим транзистором будет мизерной, по факту он потребляет только в момент переключения, когда идет заряд и разряд конденсатора.

Недостаток же вытекает из его емкостного свойства — наличие емкости на затворе требует большого зарядного тока при открытии. В теории, равного бесконечности на бесконечно малом промежутки времени. А если ток ограничить резистором, то конденсатор будет заряжаться медленно — от постоянной времени RC цепи никуда не денешься.

МОП Транзисторы бывают P и N канальные. Принцип у них один и тот же, разница лишь в полярности носителей тока в канале. Соответственно в разном направлении управляющего напряжения и включения в цепь. Очень часто транзисторы делают в виде комплиментарных пар. То есть есть две модели с совершенно одиннаковыми характеристиками, но одна из них N, а другая P канальные. Маркировка у них, как правило, отличается на одну цифру.

Нагрузка включается в цепь стока. Вообще, в теории, полевому транзистору совершенно без разницы что считать у него истоком, а что стоком — разницы между ними нет. Но на практике есть, дело в том, что для улучшения характеристик исток и сток делают разной величины и конструкции плюс ко всему, в мощных полевиках часто есть обратный диод (его еще называют паразитным, т.к. он образуется сам собой в силу особенности техпроцесса производства).

У меня самыми ходовыми МОП транзисторами являются IRF630 (n канальный) и IRF9630 (p канальный) в свое время я намутил их с полтора десятка каждого вида. Обладая не сильно габаритным корпусом TO-92 этот транзистор может лихо протащить через себя до 9А. Сопротивление в открытом состоянии у него всего 0.35 Ома.
Впрочем, это довольно старый транзистор, сейчас уже есть вещи и покруче, например IRF7314, способный протащить те же 9А, но при этом он умещается в корпус SO8 — размером с тетрадную клеточку.

Одной из проблем состыковки MOSFET транзистора и микроконтроллера (или цифровой схемы) является то, что для полноценного открытия до полного насыщения этому транзистору надо вкатить на затвор довольно больше напряжение. Обычно это около 10 вольт, а МК может выдать максимум 5.
Тут вариантов три:

  • На более мелких транзисторах сорудить цепочку, подающую питалово с высоковольтной цепи на затвор, чтобы прокачать его высоким напряжением
  • применить специальную микросхему драйвер, которая сама сформирует нужный управляющий сигнал и выровняет уровни между контроллером и транзистором. Типичные примеры драйверов это, например, IR2117.

    Надо только не забывать, что есть драйверы верхнего и нижнего плеча (или совмещенные, полумостовые). Выбор драйвера зависит от схемы включения нагрузки и комутирующего транзистора. Если обратишь внимание, то увидишь что с драйвером и в верхнем и нижнем плече используются N канальные транзисторы. Просто у них лучше характеристики чем у P канальных. Но тут возникает другая проблема. Для того, чтобы открыть N канальный транзистор в верхнем плече надо ему на затвор подать напряжение выше напряжения стока, а это, по сути дела, выше напряжения питания. Для этого в драйвере верхнего плеча используется накачка напряжения. Чем собственно и отличается драйвер нижнего плеча от драйвера верхнего плеча.

  • Применить транзистор с малым отпирающим напряжением. Например из серии IRL630A или им подобные. У них открывающие напряжения привязаны к логическим уровням. У них правда есть один недостаток — их порой сложно достать. Если обычные мощные полевики уже не являются проблемой, то управляемые логическим уровнем бывают далеко не всегда.

Но вообще, правильней все же ставить драйвер, ведь кроме основных функций формирования управляющих сигналов он в качестве дополнительной фенечки обеспечивает и токовую защиту, защиту от пробоя, перенапряжения, оптимизирует скорость открытия на максимум, в общем, жрет свой ток не напрасно.

Выбор транзистора тоже не очень сложен, особенно если не заморачиваться на предельные режимы. В первую очередь тебя должно волновать значение тока стока — I Drain или ID выбираешь транзистор по максимальному току для твоей нагрузки, лучше с запасом процентов так на 10. Следующий важный для тебя параметр это VGS — напряжение насыщения Исток-Затвор или, проще говоря, управляющее напряжение. Иногда его пишут, но чаще приходится выглядывать из графиков. Ищешь график выходной характеристики Зависимость ID от VDS при разных значениях VGS. И прикидыываешь какой у тебя будет режим.

Вот, например, надо тебе запитать двигатель на 12 вольт, с током 8А. На драйвер пожмотился и имеешь только 5 вольтовый управляющий сигнал. Первое что пришло на ум после этой статьи — IRF630. По току подходит с запасом 9А против требуемых 8. Но глянем на выходную характеристику:

Видишь, на 5 вольтах на затворе и токе в 8А падение напряжения на транзисторе составит около 4.5В По закону Ома тогда выходит, что сопротивление этого транзистора в данный момент 4.5/8=0.56Ом. А теперь посчитаем потери мощности — твой движок жрет 5А. P=I*U или, если применить тот же закон Ома, P=I2R. При 8 амперах и 0.56Оме потери составят 35Вт. Больно дофига, не кажется? Вот и мне тоже кажется что слишком. Посмотрим тогда на IRL630.

При 8 амперах и 5 вольтах на Gate напряжение на транзисторе составит около 3 вольт. Что даст нам 0.37Ом и 23Вт потерь, что заметно меньше.

Если собираешься загнать на этот ключ ШИМ, то надо поинтересоваться временем открытия и закрытия транзистора, выбрать наибольшее и относительно времени посчитать предельную частоту на которую он способен. Зовется эта величина Switch Delay или ton,toff, в общем, как то так. Ну, а частота это 1/t. Также не лишней будет посмотреть на емкость затвора Ciss исходя из нее, а также ограничительного резистора в затворной цепи, можно рассчитать постоянную времени заряда затворной RC цепи и прикинуть быстродействие. Если постоянная времени будет больше чем период ШИМ, то транзистор будет не открыватся/закрываться, а повиснет в некотором промежуточном состоянии, так как напряжение на его затворе будет проинтегрировано этой RC цепью в постоянное напряжение.

При обращении с этими транзисторами учитывай тот факт, что статического электричества они боятся не просто сильно, а ОЧЕНЬ СИЛЬНО. Пробить затвор статическим зарядом более чем реально. Так что как купил, сразу же в фольгу и не доставай пока не будешь запаивать. Предварительно заземлись за батарею и надень шапочку из фольги :).

А в процессе проектирования схемы запомни еще одно простое правило — ни в коем случае нельзя оставлять висеть затвор полевика просто так — иначе он нажрет помех из воздуха и сам откроется. Поэтому обязательно надо поставить резистор килоом на 10 от Gate до GND для N канального или на +V для P канального, чтобы паразитный заряд стекал. Вот вроде бы все, в следующий раз накатаю про мостовые схемы для управления движков.

Управление двигателем постоянного тока | joyta.ru

Чтобы двигатель постоянного тока начал вращаться, ему необходимо обеспечить нужное количество энергии. Как правило, для маломощных двигателей достаточно несколько ватт. Блок управления (микроконтроллер), который принимает решения о запуске двигателя, не может непосредственно управлять двигателем, то есть обеспечить необходимую мощность со своего вывода. Это связано с тем, что порты микроконтроллера имеют очень ограниченную нагрузочную способность (максимальный ток на выходе микроконтроллера обычно не более 20 мА).

Поэтому нужен усилитель мощности — устройство, которое может на своем выходе генерировать сигнал мощностью большей, чем мощность на его входе. Такими устройствами являются транзистор и реле, которые прекрасно подходят для управления двигателем постоянного тока.

Управление двигателем при помощи биполярного транзистора

Самый простой способ приведения в действие двигателя показан ниже:

Биполярный транзистор используется в качестве переключателя. Резистор R необходимо подобрать таким, чтобы в худшем случае (потенциал базы равен потенциалу эмиттера) через него протекал ток, не превышающий максимальный ток порта микроконтроллера.

Для того чтобы подобрать подходящий транзистор, нам нужно знать максимальный ток во время пуска или остановки двигателя, и ток во время нормальной его работы. Исходя из этого, мы подберем транзистор с соответствующим током коллектора и его максимальное значение.

Следует также обратить внимание на мощность, выделяющуюся на транзисторе (P = Uкэ * Iк). Несмотря на то, что транзистор в данном случае работает в состоянии насыщения и напряжение Uкэ часто не превышает 1В, коллекторный ток все же велик (около 0,5 А для двигателя среднего размера) и, следовательно, мощность, излучаемая на транзисторе может потребовать от нас установки радиатора.

Другой проблемой при применении биполярных транзисторов, может быть, слишком большой ток базы. Соотношение токов выходного сигнала к входному такого транзистора — это чаще всего 100 (это отношение называется коэффициентом усиления по току и обозначается или hfe ). Но, к сожалению, когда транзистор работает в состоянии насыщения, этот коэффициент сильно снижается.

Это приводит к тому, что если мы хотим, чтобы ток коллектора имел большое значение, это может потребовать большего тока, чем 20 мА, то есть больше, чем составляет нагрузочная способность порта микроконтроллера. В таких случаях решением может быть использование комбинации транзисторов – транзистор Дарлингтона:

Тестер транзисторов / ESR-метр / генератор

Многофункциональный прибор для проверки транзисторов, диодов, тиристоров…

Такая система ведет себя как один транзистор с большим значением усиления тока и малой скоростью работы.

Несколько слов об индуктивных нагрузках

Поскольку двигатель является индуктивной нагрузкой, мы должны быть осторожны. Если через обмотку течет ток, и мы внезапно остановим этот поток, то на выводах обмотки временно появляется большое напряжение. Это напряжение может привести к повреждению транзистора (в представленной схеме выше) вызывая пробой перехода база-коллектор. Кроме того, это может создавать значительные помехи. Для предотвращения этого необходимо параллельно с индуктивной нагрузкой подключить диод:

Во время нормальной работы двигателя диод смещен в обратном направлении. Отключение питания электродвигателя вызывает нарастание напряжения на катушке, при этом диод будет смещен в прямом направлении, благодаря чему произойдет разряд излишней энергии накопленной в катушке.

Диод следует подобрать такой, чтобы он выдерживал обратное напряжение во время нормальной работы двигателя. Такую защиту можно применять как при использовании биполярных транзисторов, так и MOSFET. Так же рекомендуется использовать диод и в работе с электромагнитным реле, для предотвращения раннего износа контактов.

Управление двигателем при помощи MOSFET транзистора

Так же можно управлять постоянным двигателем с помощью полевого транзистора MOSFET:

Он должен быть с каналом обогащенного типа. Основным преимуществом такого транзистора является практически отсутствие входного тока. Он имеет небольшое активное сопротивление канала (доли ома), благодаря чему потери мощности в транзисторе не большие. Недостатком является чувствительность к электростатическим разрядам, которые могут вывести транзистор из строя.

Так как ток стока может достигать (для среднего транзистора) десятков ампер и, имея практически нулевой входной ток, MOSFET транзисторы отлично подходят в качестве усилителя мощности и часто являются лучшей альтернативой, чем биполярные. Они так же должны быть защищены диодами от индуктивных всплесков, так как это может привести к пробою между затвором и каналом (напряжение пробоя составляет несколько десятков вольт).

Управление двигателем при помощи реле

Если вам необходимо управление двигателем постоянного тока, и вы знаете, что частота переключения не будет слишком большая (ниже 20 Гц), то вы можете для коммутации использовать реле (реле не подходят для управления ШИМ). Преимуществом такого решения является, прежде всего, малое выделение тепла.

Существуют малогабаритные реле способные управлять токами до 10 А ! Для таких больших токов, потери мощности в реле являются приемлемыми, но для небольших токов хуже. Катушка управления контактами реле можно работать даже от нескольких сотен мА. Так что нет никакого смысла в использовании такого реле для управления током подобной величины.  К счастью, есть отдельные экземпляры, которые потребляют ток около 40 мА и это уже гораздо лучше.

Если речь идет о напряжении управления реле, то оно бывает от 3 до 24 В.  Как мы уже писали ранее, максимальный выходной ток микроконтроллера 20 мА, а это слишком мало, чтобы управлять реле напрямую. Поэтому для управления необходимо использовать транзистор. Схема такого подключения, как правило, выглядит следующим образом:

Так и так, нам нужен транзистор. Следует, отметить, что в данном случае выделяется гораздо меньше тепла, чем на схеме, основанной только на транзисторе, так как через транзисторный ключ в этой системе течет небольшой ток, а само реле почти не рассеивает энергию в выходной цепи.

Защитный диод на реле не является обязательным. Его наличие зависит от силы тока, индуктивности катушки и максимального напряжения Uкэ транзистора. А вот наличие диода в выходной цепи больше зависит от того, хотим ли мы продлить срок службы контактов реле.

В конце рассуждений о реле приведем ситуацию, когда данный вид управления двигателем является оптимальным. Предположим, что мы хотим управлять двигателем, у которого номинальное рабочее напряжение 2,5 В и ток 3А и работает он от источника напряжением 2,5 В (переключение с небольшой частотой). Если вы будете использовать усилитель, построенный на транзисторе, то на выходе мы будем иметь падение напряжения около 1 В, что в данном случае является слишком большим значением. При использовании же реле у нас никакого падения напряжения не будет.

Управление двигателем при помощи H-моста

Решения, которые мы привели до этого, имеют основной недостаток — с их помощью не возможно управлять двигателем в двух направлениях! Такая необходимость, скорее всего, нам пригодиться, например, при строительстве роботов.  H-моста — это конструкция, которая может быть построена как из обоих типов транзисторов, как и с реле.

Буква «H» исходит из того, что четыре реле и двигатель в середине образуют на схеме букву «H».

Подробно о том, как работает H-мост можно почитать здесь

Управление шаговым двигателем

Шаговые двигатели, так же как и коллекторные, состоят в основном из катушек. То есть для вращения нужно пропустить ток через катушки. Таким образом, все из представленных схем управления двигателями могут быть использованы и для управления  шаговым двигателем. (все, кроме H-моста)
Разница в схеме усилителя мощности для шаговых двигателей заключается в том, что здесь немного другие напряжения и токи, и также в основном требуется 4 переключателя на один двигатель (когда двигатель имеет пять контактов).

Номинальное рабочее напряжение, в основном, находится в диапазоне 9 — 24 В. При таких не малых напряжениях мы имеем дело также с большим током: 0,3 — 1A на одну фазу! Ниже приведен пример подключения шагового двигателя с 5 выводами:

В роли ключей мы можем также использовать MOSFET — транзисторы. Это даже более простое решение.
Так как нам нужно до 4-х транзисторов, которые занимают довольно много места на плате, хорошим решением будет использовать микросхему ULN2003A.

Двухтактный драйвер на биполярных транзисторах. Современные драйверы IGBT и мощных полевых транзисторов. Включение транзистора при коротком замыкании в цепи нагрузки

МОП (по буржуйски MOSFET ) расшифровывается как Метал-Оксид-Полупроводник из этого сокращения становится понятна структура этого транзистора.

Если на пальцах, то в нем есть полупроводниковый канал который служит как бы одной обкладкой конденсатора и вторая обкладка — металлический электрод, расположенный через тонкий слой оксида кремния, который является диэлектриком. Когда на затвор подают напряжение, то этот конденсатор заряжается, а электрическое поле затвора подтягивает к каналу заряды, в результате чего в канале возникают подвижные заряды, способные образовать электрический ток и сопротивление сток — исток резко падает. Чем выше напряжение, тем больше зарядов и ниже сопротивление, в итоге, сопротивление может снизиться до мизерных значений — сотые доли ома, а если поднимать напряжение дальше, то произойдет пробой слоя оксида и транзистору хана.

Достоинство такого транзистора, по сравнению с биполярным очевидно — на затвор надо подавать напряжение, но так как там диэлектрик, то ток будет нулевым, а значит требуемая мощность на управление этим транзистором будет мизерной , по факту он потребляет только в момент переключения, когда идет заряд и разряд конденсатора.

Недостаток же вытекает из его емкостного свойства — наличие емкости на затворе требует большого зарядного тока при открытии. В теории, равного бесконечности на бесконечно малом промежутки времени. А если ток ограничить резистором, то конденсатор будет заряжаться медленно — от постоянной времени RC цепи никуда не денешься.

МОП Транзисторы бывают P и N канальные. Принцип у них один и тот же, разница лишь в полярности носителей тока в канале. Соответственно в разном направлении управляющего напряжения и включения в цепь. Очень часто транзисторы делают в виде комплиментарных пар. То есть есть две модели с совершенно одиннаковыми характеристиками, но одна из них N, а другая P канальные. Маркировка у них, как правило, отличается на одну цифру.


У меня самыми ходовыми МОП транзисторами являются IRF630 (n канальный) и IRF9630 (p канальный) в свое время я намутил их с полтора десятка каждого вида. Обладая не сильно габаритным корпусом TO-92 этот транзистор может лихо протащить через себя до 9А. Сопротивление в открытом состоянии у него всего 0.35 Ома.
Впрочем, это довольно старый транзистор, сейчас уже есть вещи и покруче, например IRF7314 , способный протащить те же 9А, но при этом он умещается в корпус SO8 — размером с тетрадную клеточку.

Одной из проблем состыковки MOSFET транзистора и микроконтроллера (или цифровой схемы) является то, что для полноценного открытия до полного насыщения этому транзистору надо вкатить на затвор довольно больше напряжение. Обычно это около 10 вольт, а МК может выдать максимум 5.
Тут вариантов три:


Но вообще, правильней все же ставить драйвер, ведь кроме основных функций формирования управляющих сигналов он в качестве дополнительной фенечки обеспечивает и токовую защиту, защиту от пробоя, перенапряжения, оптимизирует скорость открытия на максимум, в общем, жрет свой ток не напрасно.

Выбор транзистора тоже не очень сложен, особенно если не заморачиваться на предельные режимы. В первую очередь тебя должно волновать значение тока стока — I Drain или I D выбираешь транзистор по максимальному току для твоей нагрузки, лучше с запасом процентов так на 10. Следующий важный для тебя параметр это V GS — напряжение насыщения Исток-Затвор или, проще говоря, управляющее напряжение. Иногда его пишут, но чаще приходится выглядывать из графиков. Ищешь график выходной характеристики Зависимость I D от V DS при разных значениях V GS . И прикидыываешь какой у тебя будет режим.

Вот, например, надо тебе запитать двигатель на 12 вольт, с током 8А. На драйвер пожмотился и имеешь только 5 вольтовый управляющий сигнал. Первое что пришло на ум после этой статьи — IRF630. По току подходит с запасом 9А против требуемых 8. Но глянем на выходную характеристику:

Если собираешься загнать на этот ключ ШИМ, то надо поинтересоваться временем открытия и закрытия транзистора, выбрать наибольшее и относительно времени посчитать предельную частоту на которую он способен. Зовется эта величина Switch Delay или t on ,t off , в общем, как то так. Ну, а частота это 1/t. Также не лишней будет посмотреть на емкость затвора C iss исходя из нее, а также ограничительного резистора в затворной цепи, можно рассчитать постоянную времени заряда затворной RC цепи и прикинуть быстродействие. Если постоянная времени будет больше чем период ШИМ, то транзистор будет не открыватся/закрываться, а повиснет в некотором промежуточном состоянии, так как напряжение на его затворе будет проинтегрировано этой RC цепью в постоянное напряжение.

При обращении с этими транзисторами учитывай тот факт, что статического электричества они боятся не просто сильно, а ОЧЕНЬ СИЛЬНО . Пробить затвор статическим зарядом более чем реально. Так что как купил, сразу же в фольгу и не доставай пока не будешь запаивать. Предварительно заземлись за батарею и надень шапочку из фольги:).

Быть может, после прочтения этой статьи вам не придётся ставить такие же по размерам радиаторы на транзисторы.
Перевод этой статьи .

Небольшое обращение от переводчика:

Во-первых, в данном переводе могут быть серьёзные проблемы с переводом терминов, я не занимался электротехникой и схемотехникой достаточно, но всё же что-то знаю; также я пытался перевести всё максимально понятно, поэтому не использовал такие понятия, как бутсрепный, МОП-транзистор и т.п. Во-вторых, если орфографически сейчас уже сложно сделать ошибку (хвала текстовым процессорам с указанием ошибок), то ошибку в пунктуации сделать довольно-таки просто.
И вот по этим двум пунктам прошу пинать меня в комментариях как можно сильнее.

Теперь поговорим уже больше о теме статьи — при всём многообразии статей о построении различных транспортных средств наземного вида (машинок) на МК, на Arduino, на , само проектирование схемы, а тем более схемы подключения двигателя не описывается достаточно подробно. Обычно это выглядит так:
— берём двигатель
— берём компоненты
— подсоединяем компоненты и двигатель
— …
— PROFIT!1!

Но для построения более сложных схем, чем для простого кручения моторчика с ШИМ в одну сторону через L239x, обычно требуется знание о полных мостах (или H-мостах), о полевых транзисторах (или MOSFET), ну и о драйверах для них. Если ничто не ограничивает, то можно использовать для полного моста p-канальные и n-канальные транзисторы, но если двигатель достаточно мощный, то p-канальные транзисторы придётся сначала обвешивать большим количеством радиаторов, потом добавлять кулеры, ну а если совсем их жалко выкидывать, то можно попробовать и другие виды охлаждения, либо просто использовать в схеме лишь n-канальные транзисторы. Но с n-канальными транзисторами есть небольшая проблема — открыть их «по-хорошему» подчас бывает довольно сложно.

Поэтому я искал что-нибудь, что мне поможет с составлением правильной схемы, и я нашёл статью в блоге одного молодого человека, которого зовут Syed Tahmid Mahbub. Этой статьёй я и решил поделится.


Во многих ситуациях мы должны использовать полевые транзисторы как ключи верхнего уровня. Также во многих ситуациях мы должны использовать полевые транзисторы как ключи как и верхнего, так и нижнего уровней. Например, в мостовых схемах. В неполных мостовых схемах у нас есть 1 MOSFET верхнего уровня и 1 MOSFET нижнего уровня. В полных мостовых схемах мы имеем 2 MOSFETа верхнего уровня и 2 MOSFETа нижнего уровня. В таких ситуациях нам понадобится использовать драйвера как высокого, так и низкого уровней вместе. Наиболее распространённым способом управления полевыми транзисторами в таких случаях является использование драйвера ключей нижнего и верхнего уровней для MOSFET. Несомненно, самым популярным микросхемой-драйвером является IR2110. И в этой статье/учебнике я буду говорить о именно о нём.

Вы можете загрузить документацию для IR2110 с сайта IR. Вот ссылка для загрузки: http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/ir2110.pdf

Давайте для начала взглянем на блок-схему, а также описание и расположение контактов:


Рисунок 1 — Функциональная блок-схема IR2110


Рисунок 2 — Распиновка IR2110


Рисунок 3 — Описание пинов IR2110

Также стоит упомянуть, что IR2110 выпускается в двух корпусах — в виде 14-контактного PDIP для выводного монтажа и 16-контактного SOIC для поверхностного монтажа.

Теперь поговорим о различных контактах.

VCC — это питание нижнего уровня, должно быть между 10В и 20В. VDD — это логическое питание для IR2110, оно должно быть между +3В и +20В (по отношению к VSS). Фактическое напряжение, которое вы выберете для использования, зависит от уровня напряжения входных сигналов. Вот график:


Рисунок 4 — Зависимость логической 1 от питания

Обычно используется VDD равное +5В. При VDD = +5В, входной порог логической 1 немного выше, чем 3В. Таким образом, когда напряжение VDD = +5В, IR2110 может быть использован для управления нагрузкой, когда вход «1» выше, чем 3 (сколько-то) вольт. Это означает, что IR2110 может быть использован почти для всех схем, так как большинство схем, как правило, имеют питание примерно 5В. Когда вы используете микроконтроллеры, выходное напряжение будет выше, чем 4В (ведь микроконтроллер довольно часто имеет VDD = +5В). Когда используется SG3525 или TL494 или другой ШИМ-контроллер, то, вероятно, придётся их запитывать напряжением большим, чем 10В, значит на выходах будет больше, чем 8В, при логической единице. Таким образом, IR2110 может быть использован практически везде.

Вы также можете снизить VDD примерно до +4В, если используете микроконтроллер или любой чип, который даёт на выходе 3.3В (например, dsPIC33). При проектировании схем с IR2110, я заметил, что иногда схема не работает должным образом, когда VDD у IR2110 был выбран менее + 4В. Поэтому я не рекомендую использовать VDD ниже +4В. В большинстве моих схем уровни сигнала не имеют напряжение меньше, чем 4В как «1», и поэтому я использую VDD = +5V.

Если по каким-либо причинам в схеме уровень сигнала логической «1» имеет напряжение меньшее, чем 3В, то вам нужно использовать преобразователь уровней/транслятор уровней, он будет поднимать напряжение до приемлемых пределов. В таких ситуациях я рекомендую повышение до 4В или 5В и использование у IR2110 VDD = +5В.

Теперь давайте поговорим о VSS и COM. VSS это земля для логики. COM это «возврат низкого уровня» — в основном, заземление низкого уровня драйвера. Это может выглядеть так, что они являются независимыми, и можно подумать что, пожалуй, было бы возможно изолировать выходы драйвера и сигнальную логику драйвера. Тем не менее, это было бы неправильно. Несмотря на то что внутренне они не связаны, IR2110 является неизолированным драйвером, и это означает, что VSS и COM должны быть оба подключены к земле.

HIN и LIN это логические входы. Высокий сигнал на HIN означает, что мы хотим управлять верхним ключом, то есть на HO осуществляется вывод высокого уровня. Низкий сигнал на HIN означает, что мы хотим отключить MOSFET верхнего уровня, то есть на HO осуществляется вывод низкого уровня. Выход в HO, высокий или низкий, считается не по отношению к земле, а по отношению к VS. Мы скоро увидим, как усилительные схемы (диод + конденсатор), используя VCC, VB и VS, обеспечивают плавающее питания для управления MOSFETом. VS это плавающий возврат питания. При высоком уровне, уровень на HO равен уровню на VB, по отношению к VS. При низком уровне, уровень на HO равнен VS, по отношению к VS, фактически нулю.

Высокий сигнал LIN означает, что мы хотим управлять нижним ключом, то есть на LO осуществляется вывод высокого уровня. Низкий сигнал LIN означает, что мы хотим отключить MOSFET нижнего уровня, то есть на LO осуществляется вывод низкого уровня. Выход в LO считается относительно земли. Когда сигнал высокий, уровень в LO такой же как и в VCC, относительно VSS, фактически земля. Когда сигнал низкий, уровень в LO такой же как и в VSS, относительно VSS, фактически нуль.

SD используется в качестве контроля останова. Когда уровень низкий, IR2110 включен — функция останова отключена. Когда этот вывод является высоким, выходы выключены, отключая управление IR2110.
Теперь давайте взглянем на частые конфигурации с IR2110 для управления MOSFETами как верхних и нижних ключей — на полумостовые схемы.


Рисунок 5 — Базовая схема на IR2110 для управления полумостом

D1, C1 и C2 совместно с IR2110 формируют усилительную цепь. Когда LIN = 1 и Q2 включен, то C1 и С2 заряжаются до уровня VB, так как один диод расположен ниже +VCC. Когда LIN = 0 и HIN = 1, заряд на C1 и С2 используется для добавления дополнительного напряжения, VB в данном случае, выше уровня источника Q1 для управления Q1 в конфигурации верхнего ключа. Достаточно большая ёмкость должна быть выбрана у C1 для того чтобы её хватило для обеспечения необходимого заряда для Q1, чтобы Q1 был включён всё это время. C1 также не должен иметь слишком большую ёмкость, так как процесс заряда будет проходить долго и уровень напряжения не будет увеличиваться в достаточной степени чтобы сохранить MOSFET включённым. Чем большее время требуется во включённом состоянии, тем большая требуется ёмкость. Таким образом меньшая частота требует большую ёмкость C1. Больший коэффициент заполнения требует большую ёмкость C1. Конечно есть формулы для расчёта ёмкости, но для этого нужно знать множество параметров, а некоторые из них мы может не знать, например ток утечки конденсатора. Поэтому я просто оценил примерную ёмкость. Для низких частот, таких как 50Гц, я использую ёмкость от 47мкФ до 68мкФ. Для высоких частот, таких как 30-50кГц, я использую ёмкость от 4.7мкФ до 22мкФ. Так как мы используем электролитический конденсатор, то керамический конденсатор должен быть использован параллельно с этим конденсатором. Керамический конденсатор не обязателен, если усилительный конденсатор — танталовый.

D2 и D3 разряжают затвор MOSFETов быстро, минуя затворные резисторы и уменьшая время отключения. R1 и R2 это токоограничивающие затворные резисторы.

MOSV может быть максимум 500В.

VCC должен идти с источника без помех. Вы должны установить фильтрующие и развязочные конденсаторы от +VCC к земле для фильтрации.

Давайте теперь рассмотрим несколько примеров схем с IR2110.


Рисунок 6 — Схема с IR2110 для высоковольтного полумоста


Рисунок 7 — Схема с IR2110 для высоковольтного полного моста с независимым управлением ключами (кликабельно)

На рисунке 7 мы видим IR2110, использованный для управления полным мостом. В ней нет ничего сложного и, я думаю, уже сейчас вы это понимаете. Также тут можно применить достаточно популярное упрощение: HIN1 мы соединяем с LIN2, а HIN2 мы соединяем с LIN1, тем самым мы получаем управление всеми 4 ключами используя всего 2 входных сигнала, вместо 4, это показано на рисунке 8.


Рисунок 8 — Схема с IR2110 для высоковольтного полного моста с управлением ключами двумя входами (кликабельно)


Рисунок 9 — Схема с IR2110 как высоковольтного драйвера верхнего уровня

На рисунке 9 мы видим IR2110 использованный как драйвер верхнего уровня. Схема достаточно проста и имеет такую же функциональность как было описано выше. Есть вещь которую нужно учесть — так как мы больше не имеем ключа нижнего уровня, то должна быть нагрузка подключённая с OUT на землю. Иначе усилительный конденсатор не сможет зарядится.


Рисунок 10 — Схема с IR2110 как драйвера нижнего уровня


Рисунок 11 — Схема с IR2110 как двойного драйвера нижнего уровня

Если у вас проблемы с IR2110 и всё постоянно выходит из строя, горит или взрывается, то я уверен, что это из-за того, что вы не используете резисторы на затвор-исток, при условии, конечно, что вы всё спроектировали тщательно. НИКОГДА НЕ ЗАБЫВАЙТЕ О РЕЗИСТОРАХ НА ЗАТВОР-ИСТОК . Если вам интересно, вы можете прочитать о моем опыте с ними здесь (я также объясняю причину, по которой резисторы предотвращают повреждения).

  • 1.3.3. Динамические режимы работы силовых транзисторов
  • 1.3.4. Обеспечение безопасной работы транзисторов
  • 1.4. Тиристоры
  • 1.4.1. Принцип действия тиристора
  • 1.4.2. Статические вольт-амперные характеристики тиристора
  • 1.4.3. Динамические характеристики тиристора
  • 1.4.4. Типы тиристоров
  • 1.4.5. Запираемые тиристоры
  • 2. Схемы управления электронными ключами
  • 2.1. Общие сведения о схемах управления
  • 2.2. Формирователи импульсов управления
  • 2.3. Драйверы управления мощными транзисторами
  • 3. Пассивные компоненты и охладители силовых электронных приборов
  • 3.1. Электромагнитные компоненты
  • 3.1.1. Гистерезис
  • 3.1.2. Потери в магнитопроводе
  • 3.1.3. Сопротивление магнитному потоку
  • 3.1.4. Современные магнитные материалы
  • 3.1.5. Потери в обмотках
  • 3.2. Конденсаторы для силовой электроники
  • 3.2.1. Конденсаторы семейства мку
  • 3.2.2. Алюминиевые электролитические конденсаторы
  • 3.2.3. Танталовые конденсаторы
  • 3.2.4. Пленочные конденсаторы
  • 3.2.5. Керамические конденсаторы
  • 3.3. Теплоотвод в силовых электронных приборах
  • 3.3.1. Тепловые режимы работы силовых электронных ключей
  • 3.3.2. Охлаждение силовых электронных ключей
  • 4. Принципы управления силовыми электронными ключами
  • 4.1. Общие сведения
  • 4.2. Фазовое управление
  • 4.3. Импульсная модуляция
  • 4.4. Микропроцессорные системы управления
  • 5. Преобразователи и регуляторы напряжения
  • 5.1. Основные виды устройств преобразовательной техники. Основные виды устройств силовой электроники символически изображены на рис. 5.1.
  • 5.2. Трехфазные выпрямители
  • 5.3. Эквивалентные многофазные схемы
  • 5.4. Управляемые выпрямители
  • 5.5. Особенности работы полууправляемого выпрямителя
  • 5.6. Коммутационные процессы в выпрямителях
  • 6. Импульсные преобразователи и регуляторы напряжения
  • 6.1. Импульсный регулятор напряжения
  • 6.1.1. Импульсный регулятор с шим
  • 6.1.2. Импульсный ключевой регулятор
  • 6.2. Импульсные регуляторы на основе дросселя
  • 6.2.2. Преобразователь с повышением напряжения
  • 6.2.3. Инвертирующий преобразователь
  • 6.3. Другие разновидности преобразователей
  • 7. Инверторы преобразователей частоты
  • 7.1. Общие сведения
  • 7.2. Инверторы напряжения
  • 7.2.1. Автономные однофазные инверторы
  • 7.2.2. Однофазные полумостовые инверторы напряжения
  • 7.3. Трёхфазные автономные инверторы
  • 8. Широтно-импульсная модуляция в преобразователях
  • 8.1. Общие сведения
  • 8.2. Традиционные методы шим в автономных инверторах
  • 8.2.1. Инверторы напряжения
  • 8.2.2. Трехфазный инвертор напряжения
  • 8.3. Инверторы тока
  • 8.4. Модуляция пространственного вектора
  • 8.5. Модуляция в преобразователях переменного и постоянного тока
  • 8.5.1. Инвертирование
  • 8.5.2. Выпрямление
  • 9. Преобразователи с сетевой коммутацией
  • 10. Преобразователи частоты
  • 10.1. Преобразователь с непосредственной связью
  • 10.2. Преобразователи с промежуточным звеном
  • 10.3.1. Двухтрансформаторная схема
  • 10.3.3. Схема каскадных преобразователей
  • 11. Резонансные преобразователи
  • 11.2. Преобразователи с резонансным контуром
  • 11.2.1. Преобразователи с последовательным соединением элементов резонансного контура и нагрузки
  • 11.2.2. Преобразователи с параллельным соединением нагрузки
  • 11.3. Инверторы с параллельно-последовательным резонансным контуром
  • 11.4. Преобразователи класса е
  • 11.5. Инверторы с коммутацией в нуле напряжения
  • 12. Нормативы на показатели качества электрической энергии
  • 12.1. Общие сведения
  • 12.2. Коэффициент мощности и кпд выпрямителей
  • 12.3. Улучшение коэффициента мощности управляемых выпрямителей
  • 12.4. Корректор коэффициента мощности
  • 13. Регуляторы переменного напряжения
  • 13.1. Регуляторы напряжения переменного тока на тиристорах
  • 13.2. Регуляторы напряжения переменного тока на транзисторах
  • Вопросы для самоконтроля
  • 14. Новые методы управления люминесцентными лампами
  • Вопросы для самоконтроля
  • Заключение
  • Библиографический список
  • 620144, Г. Екатеринбург, Куйбышева,30
  • Драйверы — микросхемы управления, связывающие различные контроллеры и ло­гические схемы с мощными транзисторами выходных каскадов преобразователей или устройств управления двигателями. Драйверы, обеспечивая передачу сигналов, должны вносить по возможности небольшую временную задержку, а их выходные каскады должны выдерживать большую емкостную нагрузку, характерную для зат­ворных цепей транзисторов. Вытекающий и втекающий токи выходного каскада драйвера должны составлять от 0,5 до 2 А или более.

    Драйвер представляет собой усили­тель мощности импульсов и предна­значен для непосредственного управления силовыми ключами преобра­зователей параметров электроэнер­гии. Схема драйвера определяется ти­пом структуры ключевого транзисто­ра (биполярный, МОП или IGBТ) и ти­пом его проводимости, а также распо­ложением транзистора в схеме ком­мутатора («верхний», т.е. такой, оба силовых вывода которого в открытом состоянии имеют высокий потенци­ал, или «нижний», оба силовых выво­да которого в открытом состоянии имеют нулевой потенциал). Драйвер должен усилить управляющий сигнал по мощности и напряжению, в случае необходимости обеспечить его по­тенциальный сдвиг. На драйвер также могут быть возложены функции за­щиты ключа.

    Проектируя схему управления силовыми транзисторными сборка­ми, необходимо знать, что:

    а) необходимо обеспечивать «плавающий» потенциал управления «верхним» силовым ключом в полу мостовой схеме;

    б) крайне важно создать быстрое нарастание и спад управляющих сигналов, поступающих на затворы силовых элементов для снижения тепловых потерь на переключение;

    в) необходимо обеспечить высокую величину импульса тока управления затвором силовых элементов для быстрого перезаряда входных емкостей;

    г) в подавляющем большинстве случаев нужна электрическая совместимость входной части драйвера со стандартными цифровыми сигналами ТТЛ/КМОП (как правило, поступающих от микроконтроллеров).

    Достаточно продолжительное время разработчики были вынужде­ны проектировать схемы драйверов управления на дискретных эле­ментах. Первым важным событием на пути интеграции драйверов управления стало появление микросхем серий IR21xx и IR22xx (а за­тем их более современных модификаций IRS21xx, IRS22xx), разрабо­танных фирмой «International Rectifies». Эти микросхемы сегодня на­шли широчайшее применение в маломощной преобразовательной тех­нике, поскольку отвечают всем вышеназванным требованиям.

    Схема управления силовыми ключами всегда строится так, что ее выходной сигнал (в виде широтно-модулированных импульсов) задается относи­тельно «общего» проводника схемы. Как видно из рис. 2.12, а , на кото­ром показан полу мостовой силовой каскад, для ключевого транзистора VT 2 этого вполне достаточно — сигнал «Упр.2» можно непосредственно подавать на затвор (базу) транзистора через формирователь G2, так как его исток (эмиттер) связан с «общим» проводником схемы, и управление осуществляется относительно «общего» проводника.

    Но как быть с транзистором VT 1, который работает в верхнем плече полумоста? Если транзистор VT 2 находится в закрытом состоянии, а VT 1 открыт, на истоке VT 1 присутствует напряжение питания Е пит. По­этому для коммутации транзистора VT 1 необходимо гальванически раз­вязанное с «общим» схемы устройство G1, которое четко будет передавать импульсы схемы управления «Упр.1», не внося в сигналы искаже­ний. Классическое решение этой проблемы состоит во включении управляющего трансформатора Т1 (рис. 2.12, б ), который, с одной сто­роны, гальванически развязывает управляющие цепи, а с другой — пере­дает коммутационные импульсы. Не случайно это техническое решение считается «классикой жанра»: оно известно не одно десятилетие.

    а б

    Рис. 2.12. Силовые ключи в полумостовых схемах

    Входным сигналом служит сигнал микросхемы управления стан­дартной амплитуды логического уровня, причем с помощью напряже­ния, подаваемого на вывод Vdd, можно обеспечить совместимость с классической 5-вольтовой «логикой» и более современной 3,3-вольтовой. На выходе драйвера имеются напряжения управления «верхним» и «нижним» силовыми транзисторами. В драйвере приняты меры по обеспечению необходимых управляющих уровней, создан эквивалент гальванической развязки (псевдоразвязка), имеются дополнительные функции — вход отключения, узел защиты от понижения напряжения питания, фильтр коротких управляющих импульсов.

    Как видно из структурной схемы (рис. 2.13), драйвер состоит из двух независимых каналов, которые предназначены для управления верхним и нижним плечом полумостовых схем. На входе драйвера пре­дусмотрены формирователи импульсов, построенные на основе тригге­ров Шмита. Входы Vcc и Vdd предназначены для подключения питаю­щего напряжения силовой и управляющей частей схемы, «земляные» шины силовой части и управляющей части развязаны (разные «общие» выводы — Vss и СОМ).

    В подавляющем большинстве случаев эти выво­ды просто соединяют вместе. Предусмотрена также возможность раз­дельного питания управляющей и силовой части для согласования входных уровней с уровнями схемы управления. Вход SD — защитный. Выходные каскады построены на комплиментарных полевых транзи­сторах. В составе микросхемы имеются дополнительные устройства, обеспечивающие ее устойчивую работу в составе преобразовательных схем: это устройство сдвига уровня управляющих сигналов (Vdd/Vcc level shift), устройство подавления коротких импульсных помех (pulse filter), устройство задержки переключения (delay) и детектор понижен­ного напряжения питания (UV detect).

    Рис. 2. 13. Функциональные узлы микросхем IRS2110 и IRS2113

    Типовая схема включения драйверов приведена на рис. 2.14. Кон­денсаторы С 1 и С З — фильтрующие. Фирма-производитель рекомен­дует располагать их как можно ближе к соответствующим выводам. Конденсатор С 2 и диод VD 1 — бутстрепный каскад, обеспечивающий питание схемы управления транзистора «верхнего» плеча. Конденса­тор С 4 — фильтр в силовой цепи. Резисторы R 1 и R 2 — затворные.

    Иногда управляющий широтно-модулированный сигнал может быть сформирован не по двум управляющим входам отдельно, а подан на один вход в виде меандра с изменяющейся скважностью. Такой способ управления может встретиться, например, в преобразователях, формирующих синусоидальный сигнал заданной частоты. В этом слу­чае достаточно задать паузу «мертвое время» между закрытием одного транзистора полумоста и открытием второго.

    Рис. 2.14. Типовая схема включения IRS2110 и IRS2113

    Такой драйвер со встро­енным узлом гарантированного формирования паузы «мертвое время» в номенклатуре фирмы «International Rectifies» имеется — это микро­схема IRS2111 (рис. 2.15).

    Рис. 2.15. Функциональные узлы микросхемы IRS2111

    На структурной схеме видно, что драйвер имеет встроенные узлы формирования паузы «мертвое время» (deadtime) для верхнего и ниж­него плеч полумоста. Согласно документации производителя, величи­на «мертвого времени» задана на уровне 650 нс (типовое значение), что вполне достаточно для управления полумостами, состоящими из мощных MOSFET транзисторов.

    Драйверы для управления сложны­ми преобразовательными схемами — однофазными и трёхфазными — со­держат большое количество элемен­тов, поэтому неудивительно, что их выпускают в виде интегральных мик­росхем. Эти микросхемы, помимо собственно драйверов, содержат также цепи пре­образования уровня, вспомогатель­ную логику, цепи задержки для фор­мирования «мёртвого» времени, цепи защиты и т. д. По области применения ИМС драйверов различают: драйверы нижнего ключа; драйверы верхнего ключа; драйверы нижнего и верхнего клю­чей; полумостовые драйверы; драйверы однофазного моста; драйверы трёхфазного моста.

    Основные параметры интеграль­ных драйверов делятся на две груп­пы: динамические и эксплуатацион­ные. К динамическим относятся вре­мя задержки переключения при отпирании и запирании ключа, вре­мя нарастания и спада выходного напряжения, а также время реакции цепей защиты. Важнейшие эксплуа­тационные параметры: максималь­ное импульсное значение втекающе­го/вытекающего выходного тока, входные уровни, диапазон питаю­щих напряжений, выходное сопро­тивление.

    Часто на драйверы возлагают так­же некоторые функции защиты МОП- и JGВТ-транзисторов. В число этих функций входят следующие: защита от короткого замыкания ключа; защита от понижения напряжения питания драйвера;

    защита от сквозных токов; защита от пробоя затвора.

    Вопросы для самоконтроля

      Какие основные различия биполярных и полевых транзисторов следует учитывать при использовании их в качестве электронных ключей?

      Какие преимущества биполярных и полевых транзисторов сочетает в себе МОПБТ?

      Перечислите основные статические режимы работы транзисторов. В каких режимах следует использовать транзисторы в устройствах силовой электроники?

      Поясните по схеме Ларионова суть широтно-импульсной

    модуляции (ШИМ).

    «ZVS-драйвер» (Zero Voltage Switching) — очень простой и поэтому довольно распространенный низковольтный генератор. Он собирается по несложной схеме, при этом эффективность данного решения может достигать 90% и выше. Для сборки устройства достаточно одного дросселя, пары полевых транзисторов, четырех резисторов, двух диодов, двух стабилитронов, и рабочего колебательного контура со средней точкой на катушке. Можно обойтись и без средней точки, и об этом поговорим далее.

    В сети можно найти много реализаций этой схемы, среди которых индукционные нагреватели, индукционные плитки, высоковольтные трансформаторы, и просто высокочастотные преобразователи напряжения. Схема напоминает генератор Ройера, однако это не он. Давайте же рассмотрим, как эта схема работает.

    При подаче питания на схему, ток начинает течь к стокам обоих полевых транзисторов, одновременно с этим заряжаются емкости затворов через резисторы. Поскольку полевые транзисторы не полностью одинаковы, один из них (например Q1) открывается быстрее, и начинает проводить ток, при этом через диод D2 разряжается затвор другого транзистора Q2, который удерживается таким образом надежно закрытым.

    Поскольку в схему включен колебательный контур, напряжение на стоке закрытого полевого транзистора Q2 сначала возрастает, но затем понижается, переходя через ноль, в этот момент затвор открытого полевого транзистора Q1 быстро разряжается, и открытый первым транзистор Q1 теперь запирается, а так как он теперь заперт, то на его стоке уже не ноль, и затвор второго транзистора Q2 быстро дозаряжается через резистор, и второй транзистор Q2 теперь открывается, при этом разряжая через диод D1 затвор транзистора Q1.

    Через пол периода все повторяется с точностью до наоборот — второй транзистор закроется, а первый — откроется, и т. д. В контуре возникнут таким образом синусоидальные автоколебания. Дроссель L1 ограничивает питающий ток, и сглаживает небольшие коммутационные выбросы.

    Легко заметить, что запирание обоих полевых транзисторов происходит при нулевом напряжении на их стоках, когда ток в контурной катушке максимален, а это значит, что коммутационные потери сведены к минимуму, и даже при мощности устройства в 1 кВт (например для ), ключам нужны лишь небольшие радиаторы. Это как раз и объясняет большую популярность данной схемы.

    Частоту автоколебаний можно легко вычислить по формуле f = 1/(2π*√[ L*C]), так как индуктивность первичной обмотки (если используется трансформаторное включение) и емкость конденсатора образуют контур, обладающий собственной резонансной частотой. Важно при этом помнить, что амплитуда колебаний будет по напряжению больше напряжения питания приблизительно в 3,14 (Пи) раза.

    Вот типичные компоненты, которые используют для сборки: пятиваттные резисторы по 470 Ом, для ограничения тока заряжающего затворы; два резистора по 10 кОм, для подтягивания затворов к минусу; стабилитроны на 12, 15 или 18 вольт, дабы уберечь затворы от превышения допустимого напряжения; и диоды UF4007 для разрядки затворов через противоположные плечи контура.

    Полевые транзиcторы IRFP250 и IRFP260 хорошо подходят для данного ZVS-драйвера. Естественно, если потребуется дополнительное охлаждение, то каждый транзистор должен быть установлен на отдельный радиатор, поскольку работают транзисторы не одновременно. Если радиатор только один, то обязательно использование изолирующих подложек. Питание схемы не должно превышать 36 вольт, это связано с обычными ограничениями для затворов.

    Если контур без средней точки, то просто ставят два дросселя вместо одного, на каждое плечо, и режим работы сохраняется аналогичным, ровно как и с одним дросселем.

    Между тем, на Алиэкспресс уже появились изделия на основе этой автоколебательной схемы ZVS, причем как с одним дросселем, так и с двумя. Вариант с двумя дросселями особенно удобен в качестве резонансного источника питания нагревательных индукторов без средней точки.

    В настоящее время в качестве силовых ключей большой и средней мощности применяются в основном MOSFET и IGBT транзисторы. Если рассматривать эти транзисторы как нагрузку для схемы их управления, то они представляют собой конденсаторы с ёмкостью в тысячи пикофарад. Для открытия транзистора, эту ёмкость необходимо зарядить, а при закрывании – разрядить, и как можно быстрее. Сделать это нужно не только для того, чтобы ваш транзистор успевал работать на высоких частотах. Чем выше напряжение на затворе транзистора, тем меньше сопротивления канала у MOSFET или меньше напряжение насыщения коллектор-эмиттер у IGBT транзисторов. Пороговое значение напряжения открытия транзисторов обычно составляет 2 – 4 вольта, а максимальное при котором транзистор полностью открыт 10-15 вольт. Поэтому следует подавать напряжение 10-15 вольт. Но даже в таком случае ёмкость затвора заряжается не сразу и какое-то время транзистор работает на нелинейном участке своей характеристики с большим сопротивлением канала, что приводит к большому падению напряжения на транзисторе и его чрезмерному нагреву. Это так называемое проявление эффекта Миллера.

    Для того чтобы ёмкость затвора быстро зарядилась и транзистор открылся, необходимо чтобы ваша схема управления могла обеспечить как можно больший ток заряда транзистора. Ёмкость затвора транзистора можно узнать из паспортных данных на изделие и при расчете следует принять Свх = Сiss.

    Для примера возьмём MOSFET – транзистор IRF740. Он обладает следующими интересующими нас характеристиками:

    Время открытия (Rise Time — Tr) = 27 (нс)

    Время закрытия (Fall Time — Tf) = 24 (нс)

    Входная ёмкость (Input Capacitance — Сiss) = 1400 (пФ)

    Максимальный ток открытия транзистора рассчитаем как:

    Максимальный ток закрытия транзистора определим по тому же принципу:

    Так как, обычно мы используем для питания схемы управления 12 вольт, то токоограничивающий резистор определим используя закон Ома.

    То есть, резистор Rg=20 Ом, согласно стандартному ряду Е24.

    Заметьте, что управлять таким транзистором напрямую от контроллера не получится, введу того, что максимальное напряжение, которое может обеспечить контроллер, будет в пределах 5 вольт, а максимальный ток в пределах 50 мА. Выход контроллера будет перегружен, а на транзисторе будет проявляться эффект Миллера, и ваша схема очень быстро выйдет из строя, так как кто-то, или контроллер, или транзистор, перегреются раньше.
    Поэтому необходимо правильно подобрать драйвер.
    Драйвер представляет собой усилитель мощности импульсов и предназначен для управления силовыми ключами. Драйверы бывают верхнего и нижнего ключей в отдельности, либо объединенные в один корпус в драйвер верхнего и нижнего ключа, например, такие как IR2110 или IR2113.
    Исходя из информации изложенной выше, нам необходимо подобрать драйвер, способный поддерживать ток затвора транзистора Ig = 622 мА.
    Таким образом, нам подойдёт драйвер IR2011 способный поддерживать ток затвора Ig = 1000 мА.

    Так же необходимо учесть максимальное напряжение нагрузки, которое будут коммутировать ключи. В данном случае оно равно 200 вольт.
    Следующим, очень важным параметром является скорость запирания. Это позволяет устранить протекание сквозных токов в двухтактных схемах, изображенной на рисунке ниже, вызывающие потери и перегрев.

    Если вы внимательно читали начало статьи, то по паспортным данным транзистора видно, что время закрытия должно быть меньше времени открытия и соответственно ток запирания выше тока открытия If>Ir. Обеспечить больший ток закрытия, можно уменьшив сопротивление Rg, но тогда также увеличится и ток открытия, это повлияет на величину коммутационного всплеска напряжения при выключении, зависящего от скорости спада тока di/dt. С этой точки зрения повышение скорости коммутации является в большей степени негативным фактором, снижающим надежность работы устройства.

    В таком случае воспользуемся замечательным свойством полупроводников, пропускать ток в одном направлении, и установим в цепи затвора диод, который будет пропускать ток запирания транзистора If.

    Таким образом, отпирающий ток Ir будет протекать через резистор R1, а запирающий ток If — через диод VD1, а так как сопротивление p – n перехода диода намного меньше, чем сопротивление резистора R1, то и If>Ir. Для того чтобы ток запирания не превышал своего значения, последовательно с диодом включим резистор, сопротивление которого определим пренебрегая сопротивлением диода в открытом состоянии.

    Возьмем ближайший меньший из стандартного ряда Е24 R2=16 Ом.

    Теперь рассмотрим, что же обозначает название драйвера верхнего и драйвера нижнего ключа.
    Известно, что MOSFET и IGBT транзисторы управляются напряжением, а именно напряжением заствор-исток (Gate-Source) Ugs.
    Что же такое верхний и нижний ключ? На рисунке ниже приведена схема полумоста. Данная схема содержит верхний и нижний ключи, VT1 и VT2 соответственно. Верхний ключ VT1 подключен стоком к плюсу питания Vcc, а истоком к нагрузке и должен открываться напряжением приложенным относительно истока. Нижний же ключ, стоком подключается к нагрузке, а истоком к минусу питания (земле), и должен открываться напряжением, приложенным относительно земли.

    И если с нижним ключом все предельно ясно, подал на него 12 вольт – он открылся, подал на него 0 вольт — он закрылся, то для верхнего ключа нужна специальная схема, которая будет открывать его относительно напряжения на истоке транзистора. Такая схема уже реализована внутри драйвера. Все что нам нужно, это добавить к драйверу бустрептную ёмкость С2, которая будет заряжаться напряжением питания драйвера, но относительно истока транзистора, как это изображено на рисунке ниже. Именно этим напряжением и будет отпираться верхний ключ.

    Данная схема вполне работоспособна, но использование бустрептной ёмкости позволяет ей работать в узких диапазонах. Эта ёмкость заряжается, когда открыт нижний транзистор и не может быть слишком большой, если схема должна работать на высоких частотах, и так же не может быть слишком маленькой при работе на низких частотах. То есть при таком исполнении мы не можем держать верхний ключ бесконечно открытым, он закроется сразу после того как разрядится конденсатор С2, если же использовать ёмкость побольше, то она может не успеть перезарядится к следующему периоду работы транзистора.
    Мы не раз сталкивались с данной проблемой и очень часто приходилось экспериментировать с подбором бустрептной ёмкости при изменении частоты коммутации или алгоритма работы схемы. Проблему решили со временем и очень просто, самым надежным и «почти» дешевым способом. Изучая Technical Reference к DMC1500, нас заинтересовало назначение разъёма Р8.

    Почитав внимательно мануал и хорошо разобравшись в схеме всего привода, оказалось, что это разъём для подключения отдельного, гальванически развязанного питания. Минус источника питания мы подключаем к истоку верхнего ключа, а плюс ко входу драйвера Vb и плюсовой ножке бустрептной ёмкости. Таким образом, конденсатор постоянно заряжается, за счет чего появляется возможность держать верхний ключ открытым на столько долго, на сколько это необходимо, не зависимо от состояния нижнего ключа. Данное дополнение схемы позволяетреализовать любой алгоритм коммутации ключей.
    В качестве источника питания для заряда бустрептной ёмкости можно использовать как обычный трансформатор с выпрямителем и фильтром, так и DC-DC конвертер.

    VI Объяснение характеристик IGBT

    VI характеристики IGBT представляет собой графическую зависимость между током коллектора и напряжением коллектор-эмиттер (V CE ) для различных значений напряжения затвор-эмиттер. По сути, это график зависимости тока коллектора (I C ) от напряжения коллектор-эмиттер для различных значений напряжения затвор-эмиттер (V GE ).

    VI характеристики IGBT также известны как статические или выходные характеристики. Давайте теперь обсудим требуемую принципиальную схему и характеристики ВИ.

    Принципиальная схема для получения характеристик VI IGBT показана ниже. Эта схема состоит из источника напряжения V CC для создания IGBT ( Биполярный транзистор с изолированным затвором ) с прямым смещением коллектор-эмиттер, резистора R s , включенного последовательно с цепью затвора, и сопротивления R GE , соединенного параллельно с затвором. -эмиттер.

    Изменяют напряжение затвор-эмиттер (V GE ) и измеряют напряжение коллектор-эмиттер (V CE ) и ток коллектора (I C ).Затем рисуется график между I C и V CE . Этот график представляет собой требуемые статические характеристики IGBT.

    Ниже приведены характеристики VI IGBT:

    Из приведенных выше характеристик VI IGBT можно отметить следующие моменты:

    • Когда устройство смещено в прямом направлении, форма выходных характеристик похожа на BJT. Однако управляющим параметром в случае IGBT является V GE , поскольку это устройство, управляемое напряжением.
    • Когда устройство смещено в обратном направлении, возникает напряжение, выше которого происходит пробой. Это обратное напряжение равно V RM .
    • Существует максимальное напряжение в режиме прямой проводимости, при превышении которого происходит пробой коллектор-эмиттер и потери затвора контролируют ток коллектора.

    Существует еще одна статическая характеристика IGBT, которая называется передаточной характеристикой. Давайте теперь обсудим это вкратце.

    Передаточные характеристики IGBT:

    Передаточная характеристика IGBT представляет собой график зависимости тока коллектора I C от напряжения затвор-эмиттер (V GE ).Передаточные характеристики показаны ниже.

    На приведенной выше кривой можно заметить, что когда напряжение затвор-эмиттер меньше минимального напряжения (V GET ), ток через IGBT не протекает. Это означает, что для включения IGBT требуется минимальное количество прямого напряжения.

    IGBT – биполярные транзисторы с изолированным затвором :: Joliet Technologies

    Рис. 8. Компоненты формы выходного сигнала привода

    Скорость, с которой устройства питания включаются и выключаются, называется несущей частотой, также известной как частота переключения.Чем выше частота переключения, тем большее разрешение содержит каждый импульс ШИМ. Типичные частоты переключения составляют от 3000 до 4000 раз в секунду (от 3 кГц до 4 кГц). (С более старым приводом на основе SCR (Silicon Controlled Rectifier) ​​частота переключения составляет от 250 до 500 раз в секунду). Как вы понимаете, чем выше частота переключения, тем ровнее форма выходного сигнала и выше разрешение. Однако более высокие частоты переключения снижают эффективность привода из-за повышенного нагрева силовых устройств.

    Стоимость усадки и размер

    Приводы различаются по сложности конструкции, но конструкции продолжают совершенствоваться. Диски поставляются в меньших упаковках с каждым поколением. Тенденция аналогична тенденции персонального компьютера. Больше функций, лучшая производительность и более низкая стоимость с последующими поколениями. Однако, в отличие от компьютеров, накопители значительно улучшились в плане надежности и простоты использования. Кроме того, в отличие от компьютеров, типичный современный привод не извергает в вашу распределительную систему лишних гармоник и не влияет на ваш коэффициент мощности.Диски все чаще становятся «подключи и работай». По мере повышения надежности электронных силовых компонентов и уменьшения их размеров стоимость и размеры частотно-регулируемых приводов будут продолжать снижаться. Пока все это происходит, их производительность и простота использования будут только улучшаться.

    Исследование конструкции и изготовления биполярного транзистора с изолированным затвором

    Abstract
    Силовой биполярный транзистор и силовой полевой МОП-транзистор являются наиболее коммерчески передовыми устройствами. Каждое устройство имеет характеристики, которые в некоторых отношениях дополняют друг друга.Силовые биполярные транзисторы имеют меньшие потери проводимости во включенном состоянии, большее запирающее напряжение, но низкую скорость переключения. Напротив, силовые МОП-транзисторы могут переключаться быстрее, но потери проводимости в открытом состоянии выше. В настоящее время новая структура была разработана для преодоления ограничений производительности мощных биполярных транзисторов и мощных полевых МОП-транзисторов. Такое устройство известно как биполярный транзистор с изолированным затвором (IGBT). Это устройство имеет значительно лучшие характеристики для низко- и среднечастотных приложений по сравнению с мощными биполярными транзисторами и мощными полевыми МОП-транзисторами.Кроме того, его номинальная мощность может быть улучшена за счет увеличения как тока, так и напряжения. По этой причине это устройство более предпочтительно по сравнению с силовыми биполярными транзисторами и силовыми МОП-транзисторами во многих электронных системах и приложениях. Конструкция, процесс изготовления, сборка и экспериментальные результаты дискретных планарных и вертикальных IGBT исследуются и сообщаются в этой диссертации. Устройство изготовлено методом двойной диффузии на эпитаксиальных исходных пластинах кремния типа N/P+. Благодаря сочетанию структуры затвора МОП-транзистора и биполярной проводимости тока структура IGBT может обеспечить не только очень высокий входной импеданс, но и высокую рабочую плотность прямого тока.Однако, с другой стороны, такая структура имеет паразитное тиристое P-N-P-N, возникающее между его выводами коллектора и эмиттера. Эта паразитная структура вызывает эффект запирания в IGBT, из-за которого ток больше не контролируется затвором МОП-транзистора. Это исследование начинается с изучения параметров, которые могут влиять на проводимость тока, сопротивление во включенном состоянии, напряжение пробоя и скорость переключения.

    Биполярный транзистор с изолированным затвором (IGBT) Рынок 2028

    Даллас, Техас, ноябрь.12 ноября 2021 г. (GLOBE NEWSWIRE) — Растущий спрос на экономичные решения, заменяющие металлооксидно-полупроводниковые полевые транзисторы (MOSFET), растущее использование устройств с большей совместимостью с высоким напряжением и током, растущий спрос на электромобили привели к более широкое внедрение интегрированных устройств IGBT. Это стимулирует глобальный рынок IGBT . IGBT очень популярны в электронной промышленности, поскольку в высоковольтных цепях часто возникают случаи высокого напряжения и сильного тока.

    IGBT или биполярный транзистор с изолированным затвором представляет собой полупроводниковое устройство, используемое в качестве электронного переключателя. Коммутационные устройства, используемые в инверторной схеме для управления двигателями малой или большой мощности, называются биполярными транзисторами с изолированным затвором (IGBT). Например, электронный переключатель, используемый в коммутационных цепях. IGBT обеспечивает непрерывную подачу питания и привел к снижению перегрузки по мощности и оптимальному использованию мощности.

    Образец отчета можно получить по телефону:   https://www.adroitmarketresearch.com/contacts/request-sample/2307

    Однако высокая вероятность блокировки обратного напряжения в интегрированном IGBT-переключателе, значительно высокая стоимость IGBT, длительное время выключения, проблемы с фиксацией являются ключевыми проблемами, связанными с IGBT. Это смещает предпочтения пользователей в сторону использования других эффективных продуктов, тем самым препятствуя росту мирового рынка IGBT.

    IGBT Market Игроками

    Infineon Technologies
    GeneSiC Полупроводники
    ROHM
    Microsemi
    ON Semiconductor
    Powerex
    Microchip
    Vishay
    STMicroelectronics

    IGBT рынка по типам

    Дискретные
    Модульные

    IGBT   Рынок по приложениям

    Бытовая электроника
    Промышленные технологии
    Энергетика
    Транспорт
    Аэрокосмическая промышленность

    устройства, разработанные с геометрией ячейки, обеспечивающей высокое защелкивание и низкое падение напряжения в прямом направлении, привлекают конечных пользователей к покупке устройств с IGBT.Это увеличивает долю рынка, выручку и продажи на мировом рынке IGBT.

    БТИЗ доминируют в электронной промышленности благодаря повышенной эффективности, лучшему контролю при высоких напряжениях, быстрому росту потребительской электроники и быстрому росту мирового рынка БТИЗ. IGBT очень популярны в электронной промышленности, поскольку в высоковольтных цепях часто возникают случаи высокого напряжения и сильного тока.

    Для получения дополнительной информации или любого запроса посетите: https://www.adroitmarketresearch.com/contacts/enquiry-before-buying/2307

    Таким образом, он используется во многих высоковольтных устройствах. Кроме того, растущая обеспокоенность по поводу выбросов углерода транспортными средствами, ведущих к глобальному потеплению, политика государственной поддержки, техническая и финансовая помощь, крупные инвестиции автомобильных производственных организаций в электромобили, государственная поддержка создания HVDC и интеллектуальных сетей – вот некоторые другие факторы, влияющие на глобальный рынок IGBT.

    Основными производителями интегральных переключающих устройств IGBT, которые распространены по всему миру и доминируют на рынке полупроводников, являются Semikron, IXYS, Infineon, Mitsubishi, Fuji, Sanken, Hitachi, Toshiba , ABB и IR среди всех новых стартапов и хорошо зарекомендовавших себя компаний по всему миру.Эти компании работают по всему миру с развитыми дистрибьюторскими сетями. Компании пользуются максимальной долей мирового рынка IGBT.

    Они поддерживают тысячи клиентов по всему миру, предлагая превосходное качество и высокопроизводительные устройства IGBT. Компании хорошо известны тем, что предлагают расширенный ассортимент модулей IGBT, используемых для нескольких приложений. Компании предлагают передовые разработки и высокоэффективные устройства IGBT. Эти игроки базируются в таких странах, как Германия, Финляндия, США, Сингапур, Индия, Франция и Япония.

    Страны лидируют на мировом рынке IGBT из-за растущего инвестиционного интереса государственных и частных фирм в этом секторе, поддерживающей государственной политики, финансовой и технической помощи для исследований и разработок, а также других поддерживающих инициатив, предпринятых в странах для стимулирования их рынка. присутствие на мировом рынке IGBT.

    Кроме того, хорошо зарекомендовавшие себя игроки для поддержания конкурентоспособности на рынке приходят с новыми решениями. Компании завоевали известность на мировом рынке IGBT, поскольку они выпускают передовые и высокоэффективные продукты с лучшими ценовыми диапазонами и бизнес-моделями.Таким образом, эти компании вносят основной вклад в размер мирового рынка IGBT, долю рынка и географическое присутствие. Кроме того, они используют стратегические подходы, такие как слияния и поглощения, партнерство, сотрудничество и расширение производственных предприятий на национальном и международном уровнях.

    TOC Основные моменты:

    1.    Введение
                1.1. Введение
                1.2. Определение рынка и объем
                1.3.Единицы, валюта, конвертация и рассматриваемые годы
                1.4. Ключевые заинтересованные стороны
                1.5. Ответы на ключевые вопросы
    2.    Методология исследования
                2.1. Введение
                2.2. Источники сбора данных
                2.3. Оценка размера рынка
                2.4. Прогноз рынка
                2.5. Триангуляция данных
                2.6. Допущения и ограничения
    3.    Обзор рынка
                3.1.    Введение
                3.2. Market Dynamics
                        3.2.1. Драйверы
                        3.2.2. Ограничения
                        3.2.3. Возможности
                        3.2.4. Проблемы
                3.3. Анализ пяти сил Портера
                3.4. Анализ PEST
    4.    Мировой рынок IGBT по типам, 2018–2028 гг. (млрд долларов США)
                4.1. Дискретный
                4.2. Modular
    5.    Мировой рынок IGBT по номинальной мощности, 2018–2028 гг. (млрд долларов США)
                5.1.    Высокий
                5.2. Среда
                5.3. Низкий
    6.    Мировой рынок IGBT по конечным пользователям, 2018–2028 гг. (млрд долларов США)
                6.1. Бытовая электроника
                6.2. Промышленные технологии
                6.3. Энергия
                6.4. Транспорт
                6.5. Aerospace……..продолжение

    Прямая покупка копии отчета для одного пользователя: https://www.adroitmarketresearch.com/researchreport/purchase/2307

    О нас:

    Adroit Market Research — индийская бизнес-аналитическая и консалтинговая компания, зарегистрированная в 2018 году. Наша целевая аудитория — широкий круг корпораций, производственных компаний, продуктов и технологий. институты развития и отраслевые ассоциации, которые требуют понимания размера рынка, основных тенденций, участников и перспектив отрасли на будущее. Мы намерены стать информационным партнером наших клиентов и предоставить им ценную информацию о рынке, чтобы помочь создать возможности, которые увеличат их доходы.Мы следуем кодексу Исследуй, Учись и Преобразуй. По своей сути мы любознательные люди, которые любят выявлять и понимать отраслевые модели, проводить глубокое исследование на основе наших выводов и штамповать дорожные карты для зарабатывания денег.

    Свяжитесь с нами:

    Райан Джонсон
    Менеджер по работе с клиентами — глобальный
    3131 McKinney Ave Ste 600
    Даллас, Техас 75204
    Идентификатор электронной почты: [email protected] Номер телефона: +1 (21-8091) 8 (48-44)

    IGBT или MOSFET: что лучше для вашей конструкции?

    Загрузите эту статью в формате .Формат PDF

    До появления MOSFET в 1970-х биполярный транзистор был единственным «настоящим» силовым транзистором. Он предоставлял преимущества твердотельного решения для многих приложений, но его производительность была ограничена несколькими недостатками: для включения требуется большой базовый ток, он имеет относительно медленные характеристики выключения (известные как токовый хвост), и его производительность ограничена. подвержен тепловому разгону из-за отрицательного температурного коэффициента. Кроме того, наименьшее достижимое напряжение в открытом состоянии или потери проводимости определяются напряжением насыщения коллектор-эмиттер (V CE (SAT) ).

    Напротив, полевой МОП-транзистор — это устройство, управляемое напряжением, а не током. Имеет положительный температурный коэффициент, препятствующий тепловому разгону. И его сопротивление во включенном состоянии не имеет теоретического предела, поэтому его потери во включенном состоянии могут быть намного ниже, чем у биполярной части. МОП-транзистор также имеет диод стока корпуса, который особенно полезен при работе с ограниченными холостыми токами. Все эти преимущества и сравнительное устранение хвоста тока быстро сделали полевой МОП-транзистор предпочтительным устройством для разработки силовых ключей.

    Затем, в 1980-х годах, появились биполярные транзисторы с изолированным затвором (IGBT). Это устройство представляет собой нечто среднее между биполярным и МОП-транзистором. Он имеет характеристики переключения и проводимости на выходе биполярного транзистора, но управляется напряжением, как MOSFET. Как правило, это означает, что он сочетает в себе способность выдерживать большие токи биполярной части с простотой управления MOSFET.

    К сожалению, IGBT по-прежнему имеет недостатки сравнительно большого хвоста тока и отсутствия диода сток-тело.Ранние версии IGBT также были склонны к запиранию, но это в значительной степени устранено. Другой потенциальной опасностью некоторых типов IGBT является отрицательный температурный коэффициент, который может привести к тепловому разгону. Это также затрудняет эффективное распараллеливание устройств. В настоящее время эта проблема решается в последних поколениях IGBT, основанных на технологии NPT. Эта разработка поддерживает ту же базовую структуру IGBT, но она основана на кремнии с объемной диффузией, а не на эпитаксиальном материале, который исторически использовался как в IGBT, так и в MOSFET.

    Структуры

    MOSFET и IGBT очень похожи, но есть одно основное отличие — добавление p-подложки под n-подложку в IGBT (рис. 1) .

    Этой вариации достаточно, чтобы четко определить, какое устройство лучше обслуживает те или иные приложения. Конечно, IGBT — это выбор для напряжения пробоя выше 1000 В, а MOSFET — для напряжения пробоя устройства ниже 250 В.

    Однако

    Выбор устройства не так однозначен, когда напряжение пробоя находится в диапазоне от 250 до 1000 В.В этом диапазоне некоторые поставщики компонентов выступают за использование полевых МОП-транзисторов. Другие делают выбор в пользу IGBT. Выбор между ними является очень специфичной задачей, в которой необходимо учитывать стоимость, размер, скорость и тепловые требования.

    IGBT были предпочтительными устройствами в условиях низкого рабочего цикла, низкой частоты (1000 В), высоких допустимых температур перехода (> 100 ° C) и высокой выходной мощности (> 5 кВт).

    Некоторые типичные приложения IGBT включают управление двигателем, где рабочая частота

    МОП-транзисторы предпочтительнее использовать в тех приложениях, где требуется работа на высоких частотах (> 200 кГц), широкие колебания сети или нагрузки, длительные рабочие циклы, низковольтные приложения ((рис.2).

    Типичные области применения полевых МОП-транзисторов включают импульсные источники питания с жестким переключением на частотах выше 200 кГц или ZVS ниже 1000 Вт. Еще одним распространенным применением полевых МОП-транзисторов является зарядка аккумуляторов.

    Конечно, все не так просто, как кажется. Компромиссы и перекрытия происходят во многих приложениях. Целью данной статьи является изучение «области кроссовера», которая включает в себя приложения, работающие с напряжением выше 250 В, переключающиеся между 10 и 200 кГц и уровни мощности выше 500 Вт. В этих случаях окончательный выбор устройства основывается на других факторах, таких как тепловые характеристики. импеданс, топология схемы, характеристики проводимости и упаковка.Схема ZVS с коррекцией коэффициента мощности (PFC) является одним из примеров приложения, которое попадает в область кроссовера между IGBT и MOSFET.

    Однако потери IGBT типа IRG4PC40W компании International Rectifier примерно равны потерям IRFP460 компании при уменьшении скорости переключения до 50 кГц. Это может позволить меньшему IGBT заменить больший MOSFET в некоторых приложениях. Таково было состояние технологии в 1997 году, когда IGBT имели небольшое преимущество перед MOSFET на частоте 50 кГц и проникали в конструкции до 100 кГц.

    При тестировании обоих типов устройств в приложениях с жесткой коммутацией измерения показали, что МОП-транзисторы демонстрируют меньшие потери (рис. 3).

    Однако недавние достижения вернули МОП-транзисторам преимущество. Доступные в настоящее время полевые МОП-транзисторы с меньшим зарядом уменьшили потери на высоких частотах. Таким образом, они подтвердили доминирование полевых МОП-транзисторов в приложениях с жесткой коммутацией выше 50 кГц.

    Когда приложение использует переключение при нулевом напряжении, результаты зависят от рабочей температуры.При частоте переключения 50 кГц и выходной мощности 500 Вт потери 9,5-Вт IGBT выше потерь 7-Вт MOSFET при комнатной температуре (рис. 4) .

    При повышении температуры в соответствии с условиями эксплуатации потери проводимости MOSFET растут быстрее, чем потери переключения IGBT. Потери при повышенных температурах увеличиваются на 60 % для MOSFET, в то время как общие потери IGBT увеличиваются только на 20 %. При 300 Вт потери мощности почти равны. При мощности 500 Вт преимущество переходит к IGBT.

    Если выходная мощность останется на уровне 500 Вт, а частота коммутации будет увеличена до 134 кГц при более высокой температуре, IGBT будет демонстрировать немного большие потери (25,2 Вт), чем MOSFET (23,9 Вт). Если те же измерения провести при комнатной температуре, потери составят 17,8 и 15,1 Вт соответственно. Увеличение коммутационных потерь на более высокой частоте сводит на нет то преимущество, которое IGBT имело при высокой температуре, когда частота коммутации была ниже.

    Эти примеры показывают, что не существует жесткого правила, которое можно использовать для определения того, какое устройство обеспечит наилучшие характеристики в цепи определенного типа.Выбор IGBT или MOSFET будет варьироваться от приложения к приложению, в зависимости от точного уровня мощности, рассматриваемых устройств и новейших технологий, доступных для каждого типа транзистора.

    В битве между MOSFET и IGBT можно показать, что любое устройство дает преимущество в одной и той же схеме, в зависимости от условий эксплуатации. Как же дизайнеру выбрать правильное устройство для своего приложения? Лучший подход — понять относительную производительность каждого устройства и понять, что если компонент выглядит слишком хорошо, чтобы быть правдой, то, вероятно, так оно и есть.

    Есть несколько простых вещей, которые следует помнить о спецификациях. Данные испытаний, заявления поставщиков или рекламные объявления, в которых выбираются условия при максимальном токе и температуре, будут благоприятствовать IGBT в данном приложении. Возьмем, к примеру, приложение для управления двигателем, в котором вилочный погрузчик поднимает максимальную нагрузку, поднимаясь по наклонной рампе в пустыне в полдень.

    В этом конкретном случае предпочтительным устройством является IGBT. Но если учесть среднее энергопотребление в течение всего рабочего дня, максимальный крутящий момент двигателя вилочного погрузчика требуется только в 15% случаев, а средняя крутящая нагрузка двигателя составляет всего 25% от номинального крутящего момента.В средних или типичных условиях полевой МОП-транзистор обеспечивает самый длительный срок службы батареи, удовлетворяя всем уровням пиковой производительности — и обычно при более низкой стоимости.

    Данные, основанные на приложениях с самой высокой частотой переключения, самой короткой шириной импульса или самым низким током, имеют тенденцию отдавать предпочтение MOSFET над IGBT. Например, источник питания, работающий при комнатной температуре с номинальной нагрузкой и сетевым напряжением, покажет, что MOSFET лучше, чем IGBT. И наоборот, если источник питания работает при максимальной температуре корпуса, максимальной нагрузке и минимальном сетевом напряжении, IGBT будет выглядеть лучше.Однако реальная производительность почти никогда не ниже «номинальных условий». Изменения температуры окружающей среды, сетевого напряжения и нагрузки более реальны, и их следует учитывать.

    В настоящее время некоторые из новейших IGBT могут предложить конкурентоспособные характеристики и преимущества по стоимости по сравнению с ZVS PFC при мощности 1000 Вт и выше, работающие на частотах переключения 100 кГц и выше. Тем не менее, во всех других источниках питания полевые МОП-транзисторы продолжают доминировать.

    Похоже, в отрасли сложилось мнение, что полевые МОП-транзисторы являются зрелой категорией продуктов, которые не обеспечивают значительных улучшений производительности в приложениях, в то время как БТИЗ являются новой технологией, которая заменит МОП-транзисторы во всех приложениях с напряжением выше 300 В.Такие обобщения неверны.

    Включение: БТИЗ | VFDs.com

    Биполярный транзистор с изолированным затвором (IGBT) является ключевым компонентом, составляющим ЧРП (преобразователь частоты). Если вы разбираете частотно-регулируемый привод, один из простых способов его анализа состоит в том, чтобы разделить его на три основные части: мостовой преобразователь, промежуточный контур и инвертор, о котором мы сегодня поговорим. IGBT — это инверторный элемент в частотно-регулируемом приводе, пульсирующий напряжение быстрее, чем мы можем даже моргнуть.

    БТИЗ

    прошли долгий путь с момента их первой разработки в 1980-х годах.Современные IGBT гораздо более продвинуты, чем их предшественники, которые медленно включали и выключали ток и часто имели проблемы с перегревом при прохождении большого тока. С каждым новым поколением IGBT продолжали совершенствоваться. БТИЗ больше не страдают от медленных скоростей, они стали высоконадежными устройствами, которые могут работать с высоковольтными устройствами и могут переключаться менее чем за наносекунду (это миллиардная доля секунды)!

    БТИЗ являются «привратниками» тока

    Чтобы понять роль IGBT в частотно-регулируемом приводе, важно определить, как работает IGBT в меньшем масштабе.Будучи транзистором, IGBT представляет собой полупроводник с тремя выводами, которые работают как переключатель для подачи электрического тока. Как следует из слова «затвор», когда на затвор подается напряжение, он открывается или «включается» и создает путь для прохождения тока между слоями. Если на затвор не подается напряжение или если напряжение недостаточно высокое, затвор остается закрытым, и ток не подается. Таким образом, IGBT ведет себя как переключатель; горит, когда ворота открыты и течет ток, и выключается, когда они закрыты.

    Таким образом, IGBT действует как переключатель, используемый для создания широтно-импульсной модуляции (ШИМ). IGBT будет включать и выключать ток так быстро, что меньшее напряжение будет направляться на двигатель, помогая создать волну ШИМ. Например, хотя на самом деле входное напряжение может быть 650 В, двигатель воспринимает его как 480 В с помощью ШИМ (показано на диаграммах ниже). Эта волна ШИМ является ключевой для работы ЧРП, поскольку именно переменное напряжение и частота, создаваемые волной ШИМ, позволяют ЧРП управлять скоростью двигателя.Следовательно, без IGBT, так быстро включающего и выключающего ток, ШИМ-волна и связанное с ней управление скоростью не могут быть созданы.

    480 В 60 Гц

    80 В 10 Гц

    Количество импульсов в секунду от IGBT называется несущей частотой. Поскольку несущая частота является настраиваемым параметром для большинства частотно-регулируемых приводов, вы можете установить ее как выше, так и ниже, как хотите. Хотя настройка несущей частоты сопряжена с некоторыми компромиссами. Установка слишком высокой несущей частоты снизит уровень акустического шума, производимого частотно-регулируемым приводом, но также сократит ожидаемый срок службы частотно-регулируемого привода из-за перегрева.Более высокая несущая частота также будет способствовать увеличению нагрева двигателя и повлияет на общий КПД двигателя. С другой стороны, если вы находитесь в среде, чувствительной к шуму, или если вы просто не хотите головной боли, установка слишком низкой несущей частоты может привести к сильному шуму двигателя или вою от частотно-регулируемого привода. Мы обнаружили, что установка несущей частоты на уровне около 2 килогерц позволит достичь хорошего баланса между слышимой акустикой, сохраняя при этом эффективную работу частотно-регулируемого привода.

    В типичном шестиимпульсном приводе имеется шесть IGBT, напряжение которых пульсирует до 15 000 раз в секунду. С момента своего появления в 1980-х годах IGBT буквально изменили рынок и теперь играют большую роль во многих современных приложениях силовой электроники, где необходимы скорость и управление процессом. Ясно, что IGBT играют большую роль во многих приложениях силовой электроники и будут продолжать играть по мере того, как они будут становиться все более и более продвинутыми в своих технологиях. Надеюсь, этот подробный взгляд на небольшую роль, которую играет IGBT, помог вам понять общую функциональность частотно-регулируемого привода.

    Прочтите все, что вам нужно знать о частотно-регулируемых приводах и двигателях, в других наших избранных статьях в Учебном центре VFDs.com или нажмите на баннер ниже, чтобы найти нужный вам частотно-регулируемый привод из более чем 2000 наименований!

    Администратор

    Инь — производитель контента на VFDs.com. Занимаясь графическим дизайном, фотографией продуктов и бизнес-опытом более десяти лет, он помогает создавать визуальный дизайн, контент для блогов и образовательные видеоролики.

    Igbt-транзистор — Academic Kids

    Igbt-транзистор — Academic Kids

    От академических детей

    В Википедии нет статьи с таким точным названием.
    • Если вы создали эту страницу за последние несколько минут и она еще не появилась, она может быть не видна из-за задержки обновления базы данных. Попробуйте выполнить очистку ( https://academickids.com:443/encyclopedia/index.php?title=Igbt_transistor&action=purge ), в противном случае подождите и повторите попытку позже, прежде чем пытаться воссоздать страницу.
    • Если вы ранее создавали статью под этим заголовком, возможно, она была удалена. Смотрите кандидатов на скорейшее удаление по возможным причинам.
    Навигация

    Академическое детское меню

    • Искусство и культура
      • Искусство ( http://www.academickids.com/encyclopedia/index.php/Art )
      • Архитектура ( http://www.academickids.com/encyclopedia/index.php/Architecture )
      • Культуры ( http://www.academickids.com/encyclopedia/index.php/Cultures )
      • Музыка ( http://www.acadekids.com/encyclopedia/index.php/Музыка )
      • Музыкальные инструменты ( http://academickids.com/encyclopedia/index.php/List_of_musical_instruments )
    • Биографии ( http://www.academickids.com/encyclopedia/index.php/Biographies )
    • Клипарт ( http://www.academickids.com/encyclopedia/index.php/Clipart )
    • География ( http://www.academickids.com/encyclopedia/index.php/География )
      • Страны мира ( http://www.academickids.com/encyclopedia/index.php/Countries )
      • Карты ( http://www.academickids.com/encyclopedia/index.php/Maps )
      • Флаги ( http://www.academickids.com/encyclopedia/index.php/Flags )
      • Континенты ( http://www.academickids.com/encyclopedia/index.php/Continents )
    • История ( http://www.acadekids.com/encyclopedia/index.php/История )
      • Древние цивилизации ( http://www.academickids.com/encyclopedia/index.php/Ancient_Civilizations )
      • Промышленная революция ( http://www.academickids.com/encyclopedia/index.php/Industrial_Revolution )
      • Средневековье ( http://www.academickids.com/encyclopedia/index.php/Middle_Ages )
      • Предыстория ( http://www.academickids.com/encyclopedia/index.php/предыстория )
      • Ренессанс ( http://www.academickids.com/encyclopedia/index.php/Renaissance )
      • Хронология ( http://www.academickids.com/encyclopedia/index.php/Timelines )
      • США ( http://www.academickids.com/encyclopedia/index.php/United_States )
      • Войны ( http://www.academickids.com/encyclopedia/index.php/Wars )
      • Всемирная история ( http://www.acadekids.com/encyclopedia/index.php/History_of_the_world )
    • Тело человека ( http://www.academickids.com/encyclopedia/index.php/Human_Body )
    • Математика ( http://www.academickids.com/encyclopedia/index.php/Mathematics )
    • Ссылка ( http://www.academickids.com/encyclopedia/index.php/Reference )
    • Наука ( http://www.academickids.com/encyclopedia/index.php/наука )
      • Животные ( http://www.academickids.com/encyclopedia/index.php/Animals )
      • Авиация ( http://www.academickids.com/encyclopedia/index.php/Aviation )
      • Динозавры ( http://www.academickids.com/encyclopedia/index.php/Dinosaurs )
      • Земля ( http://www.academickids.com/encyclopedia/index.php/Earth )
      • Изобретения ( http://www.academickids.com/encyclopedia/index.php/Изобретения )
      • Физические науки ( http://www.academickids.com/encyclopedia/index.php/Physical_Science )
      • Растения ( http://www.academickids.com/encyclopedia/index.php/Plants )
      • Ученые ( http://www.academickids.com/encyclopedia/index.php/Scientists )
    • Социальные науки ( http://www.academickids.com/encyclopedia/index.php/Social_Studies )
      • Антропология ( http://www.acadekids.com/encyclopedia/index.php/Антропология )
      • Экономика ( http://www.academickids.com/encyclopedia/index.php/Economics )
      • Правительство ( http://www.academickids.com/encyclopedia/index.php/Government )
      • Религия ( http://www.academickids.com/encyclopedia/index.php/Religion )
      • Праздники ( http://www.academickids.com/encyclopedia/index.php/Holidays )
    • Космос и астрономия
      • Солнечная система ( http://www.acadekids.com/encyclopedia/index.php/Solar_System )
      • Планеты ( http://www.academickids.com/encyclopedia/index.php/Planets )
    • Спорт ( http://www.academickids.com/encyclopedia/index.php/Sports )
    • Хронология ( http://www.academickids.com/encyclopedia/index.php/Timelines )
    • Погода ( http://www.academickids.com/encyclopedia/index.php/Weather )
    • штаты США ( http://www.acadekids.com/encyclopedia/index.php/US_States )

    Информация

    • Домашняя страница ( http://academickids.com/encyclopedia/index.php )
    • Свяжитесь с нами ( http://www.academickids.com/encyclopedia/index.php/Contactus )

    БТИЗ | Биполярный транзистор с изолированным затвором

    IGBT (биполярные транзисторы с изолированным затвором) представляют собой полупроводники, которые в основном используются в качестве переключающих устройств для разрешения или прекращения потока энергии.У них есть много преимуществ в результате того, что они представляют собой нечто среднее между двумя наиболее распространенными транзисторами: биполярными транзисторами и полевыми МОП-транзисторами. RS Components предлагает тщательно подобранный ассортимент IGBT от множества надежных брендов, включая Infineon, ON Semiconductor, STMicroelectronics и многих других.

    Как работают IGBT-транзисторы?

    IGBT-транзисторы представляют собой устройства с тремя выводами, которые подают напряжение на полупроводник, изменяя его свойства, чтобы блокировать поток энергии, когда он находится в выключенном состоянии, и разрешать поток энергии во включенном состоянии.Они управляются структурой затвора из оксида металла и полупроводника и широко используются для переключения электроэнергии в таких приложениях, как сварка, электромобили, кондиционеры, поезда и источники бесперебойного питания.

    Какие бывают типы IGBT-транзисторов?

    Существуют различные типы IGBT-транзисторов, которые классифицируются по различным параметрам, таким как максимальное напряжение, ток коллектора, тип упаковки и скорость переключения. Тип IGBT-транзистора, который вы выберете, будет варьироваться в зависимости от точного уровня мощности и рассматриваемых приложений, поэтому важно знать как можно больше ваших точных требований, чтобы выбрать правильный IGBT для вашего приложения.

    В чем разница между MOSFET и IGBT?

    IGBT имеет гораздо меньшее прямое падение напряжения по сравнению с обычным MOSFET в устройствах с более высоким блокирующим напряжением. Однако МОП-транзисторы характеризуются более низким прямым напряжением при более низкой плотности тока из-за отсутствия диода Vf в выходном биполярном транзисторе IGBT. Транзисторный модуль IGBT (биполярный транзистор с изолированным затвором) состоит из одного или нескольких IGBT и используется во многих типах. промышленного оборудования благодаря его надежности.Транзисторы IGBT представляют собой нечто среднее между транзисторами с биполярным переходом (BJT) и полевыми МОП-транзисторами. Они обладают высокой эффективностью и быстрым переключением, а также имеют характеристики высокого тока и низкого напряжения насыщения.

    Каково типичное применение IGBT?

    БТИЗ широко используются в электронных устройствах, включая бытовую электронику, промышленные технологии, транспорт и электродвигатели, аэрокосмические электронные устройства и приложения в энергетическом секторе.

    Добавить комментарий

    Ваш адрес email не будет опубликован.